Hvordan lage en kontroller atmega8 16au for CNC selv

Kontrolleren til maskinen kan enkelt settes sammen og hjemmet. Det er ikke vanskelig å sette de nødvendige parametrene, det er nok å ta hensyn til flere nyanser.

Tips for montering av kontroller for CNC-maskiner

Uten riktig valg av kontrolleren til maskinen, kan du ikke montere kontrolleren for CNC på Atmega8 16au med egne hender. Disse enhetene er delt inn i to typer:

• Multikanal. Dette inkluderer 3 og 4-akse regulatorer for stepper motorer.
• Enkelt kanal.

Små ballmotorer styres mest effektivt av flerkanalsregulatorer. Standardstørrelser i dette tilfellet - 42 eller 57 millimeter. Dette er et utmerket alternativ for selvmontering av CNC-maskiner, der arbeidsområdet har en størrelse på opptil 1 meter.

Hvis maskinen derimot er montert på en mikrokontroller med et felt på mer enn 1 meter, er det nødvendig å bruke motorer som produseres i størrelser opp til 86 millimeter. I dette tilfellet anbefales det å styre kraftige enkanalsdrivere, med en styrestrøm på 4,2 A og høyere.

Kontrollører med spesielle mikrosirkel-drivere er mye brukt i tilfelle behovet for å organisere kontroll over arbeidet med maskiner med fresemaskiner av stasjonær type. Det beste alternativet er en mikrochip, referert til som TB6560 eller A3977. Dette produktet inne har en kontroller som bidrar til å danne den rette sinusbølge for moduser som støtter forskjellige halvtrinn. Viklingsstrømmene kan settes programmatisk. Med mikrokontrollere er det enkelt å oppnå resultater.

administrasjon

Kontrolleren er enkel å administrere ved hjelp av spesialisert programvare installert på en PC. Det viktigste er at datamaskinen skal ha minst 1 GB minne, og prosessoren - minst 1 GHz.

Du kan bruke bærbare datamaskiner, men stasjonære datamaskiner i denne planen gir de beste resultatene. Og de er mye billigere. Datamaskinen kan brukes til å løse andre oppgaver når maskinene ikke krever ledelse. Vel, hvis du kan optimalisere systemet før du starter.

Parallell port LPT - dette er detaljene som bidrar til å organisere tilkoblingen. Hvis kontrolleren har en USB-port, brukes en kontakt av riktig form. Samtidig produseres flere og flere datamaskiner, som ikke har en parallellport.

Gjør den enkleste versjonen av skanneren

En av de enkleste løsningene for det selvfremstillede CNC-maskinverktøyet er bruken av deler fra annet utstyr utstyrt med ballmotorer. Gamle skrivere fungerer bra.

Vi tar følgende detaljer hentet fra de gamle enhetene:

1. Chippen selv.
2. Stepper motor.
3. Et par stålstenger.

Når du lager en kontroller sak, må du ta en gammel pappkasse. Det er akseptabelt å bruke bokser fra kryssfiner eller tekstolitt, kildematerialet spiller ingen rolle. Men pappet er lettest å behandle ved hjelp av konvensjonelle saks.

Listen over verktøy ser slik ut:

• Loddejern sammen, supplert med tilbehør.
• Pistol med lim.
• Saksverktøy.
• Clippers.

Til slutt vil produksjonen av kontrolleren kreve følgende tilleggsdetaljer:

1. Kobling med en ledning, for å organisere en praktisk tilkobling.
2. Cylindrisk nest. Slike strukturer er ansvarlige for å drive enheten.
3. Ledeskruene er stenger som har en viss tråd.
4. En mutter med dimensjoner som passer for blyskruen.
5. Skruer, skiver, tre i form av stykker.

Vi begynner å jobbe med å lage det selvfremstillede maskinverktøyet

Stepper motor sammen med brettet bør fjernes fra de gamle enhetene. Ved skanneren er det nok å fjerne et glass, og deretter - for å skru ut noen bolter. Det vil være nødvendig å fjerne stålstengene som brukes i fremtiden, og skape en testportal.

Kontrollchipet ULN2003 blir en av hovedelementene. Et separat kjøp av deler er mulig hvis andre typer mikrokretser brukes i skanneren. Hvis du har riktig enhet på brettet, må du forsiktig fjerne den. Prosedyren for å montere kontrolleren for CNC på Atmega8 16au med egne hender er som følger:

• Først oppvarmer vi tinnet med loddejern.
• Fjernelse av topplaget vil kreve bruk av suge.
• En ende av skrutrekker er installert under brikken.
• Tippen på loddejernet bør berøre hver utgang på brikken. Hvis denne tilstanden er oppfylt, kan verktøyet trykkes inn.

Videre er brikken loddet til styret, også med stor forsiktighet. For de første forsøkstrinnene kan du bruke oppsett. Vi bruker en variant med to kraftledninger. En av dem knytter seg til en positiv konklusjon, og den andre med en negativ.

Det neste trinnet er å koble utgangen fra den andre kontakten til parallellporten til pinnen i selve brikken. Konklusjonene av kontakten og brikken må kobles tilsvarende.

Nullpinnen er koblet til den negative bussen.

Et av de siste stadiene er lodding av steppermotoren til kontrollenheten.

Vel, hvis du kan studere dokumentasjonen fra enhetsprodusenten. Hvis ikke, må du selv finne en passende løsning.

Det anbefales å lodde ledningene slik at de lett kan kobles til krokodilklips. Terminaler med skrueforbindelser er egnet for løsning av problemløsningen. I tillegg til andre lignende detaljer.

Ledningene er koblet til ledningene. Til slutt kobler en av dem til den positive bussen.

Bussene og stikkontakten på strømforsyningen må være tilkoblet.

Hotmelt fra pistolen vil bidra til å fikse detaljene slik at de ikke spretter.

Vi bruker Turbo CNC - programmet for ledelse

Turbo CNC-programvare vil nøyaktig fungere med en mikrokontroller som bruker ULN2003-brikken.

• Vi bruker et spesialisert nettsted hvor du kan laste ned programvaren.
• Enhver bruker vil finne ut hvordan man gjør installasjonen.
• Det er dette programmet som fungerer best for MS-DOS. I Windows-kompatibilitetsmodus kan det oppstå feil.
• Men på den annen side vil det tillate å montere en datamaskin med visse egenskaper som er kompatible med denne programvaren.

Anbefalinger for innstillinger

1. Etter programmets første start vises en spesiell skjerm.
2. Det er nødvendig å trykke på et tomt. Så vises brukeren i hovedmenyen.
3. Trykk F1, og velg deretter Konfigurer.
4. Deretter klikker du på "antall akser" -elementet. Bruk Enter-tasten.
5. Det er bare å angi antall soyabønner du planlegger å bruke. I dette tilfellet har vi en motor, derfor trykker vi på figur 1.
6. For å fortsette, bruk Enter. Vi trenger igjen F1-tasten, etter at du har brukt den i Konfigurer-menyen, velger du Konfigurer akse. Trykk deretter mellomrom to ganger.

Kjøretype - dette er hva vi trenger faner, vi nå det med mange faner. Pil ned hjelper deg med å komme til Type-elementet. Vi trenger en celle kalt Skala. Videre bestemmer vi hvor mange trinn motoren bare gjør under en revolusjon. For dette er det nok å kjenne delnummeret. Da blir det lett å forstå hvor mange grader det blir i bare ett trinn. Da er antall grader delt inn i ett trinn. Så vi beregner antall trinn.

De resterende innstillingene kan etterlates i sin opprinnelige form. Tallet som er oppnådd i cellen Scale, kopieres ganske enkelt til samme celle, men på en annen datamaskin. Verdien 20 må tilordnes akselerasjonscellen. Standardverdien i dette området er 2000, men den er for stor for at systemet skal samles inn. Startnivået er 20, og maksimumet er 175. Deretter trykker du på TAB til brukeren når "Siste fase" -elementet. Her må vi sette tallet 4. Deretter trykker du på Tab til vi kommer til raden X, den første i listen. De fire første linjene skal inneholde følgende elementer:

1000XXXXXXXX
0100XXXXXXXX
0010XXXXXXXX
0001XXXXXXXX

De resterende cellene trenger ikke å foreta noen endringer. Bare velg OK. Alt, programmet er konfigurert til å fungere sammen med datamaskinen, de utøvende enhetene selv.

Stepper motorer og deres mikroprosessor kontrollsystemer

For drift av nesten alle elektriske apparater er det behov for spesielle drivmekanismer. Vi foreslår at du vurderer hva en bipolar trappemotor er, hvordan den fungerer, hvordan du lager og installerer enheten med egne hender, og hvor du skal kjøpe en slik generator med en reduktor.

Stepper kjøreinformasjon

En unipolar eller bipolar stepping motor (motor) er en spesiell børsteløs DC elektrisk motor som deler hele revolusjonen i flere like trinn. For å betjene denne enheten trenger du en spesiell del: en stepper motor kontroller.

Bilder - Stepper motor

De magnetiske delene og viklingene er også forbruket, og det er også et instrumentpanel (styringsenhet), signalutstyr, sendere.

Foto - Stepper motor controller

Den brukes hovedsakelig til slipemaskiner og fresemaskiner, drift av ulike husholdningsapparater, produksjonsmekanismer og kjøretøy.

Video: Stepper motorer

Operasjonsprinsipp

Når spenningen påføres terminaler, begynner de spesielle motorbørstene å rotere kontinuerlig. Stepper idler er unik på grunn av sin viktige egenskap: å konvertere innkommende inngangspulser (vanligvis rektangulær retningsstilling) til en forhåndsbestemt posisjon av den vedlagte drivakselen.

Hver impuls beveger akselen i en fast vinkel. Enheter med en slik reduksjonsmotor er mest effektive hvis de har flere gear-type elektromagneter plassert rundt et sentralt tannstykke av jern. Elektromagneter er begeistret fra en ekstern kontrollkrets, som oftest representeres av en mikrokontroller. For å gjøre rotasjonen av motorakselen, tiltrekker en elektromagnet, til hvilken energi det er, tiltrukket av tannhjulets tenner til overflaten. Når de er justert med ledende elektromagnet, blir de litt skiftet til neste magnetiske del.

Den første elektromagneten må slå av og neste elektromagnet skal slå på, da giret vil rotere for å justere seg med det forrige hjulet, hvoretter prosessen gjentas det nødvendige antall ganger. Det er disse rotasjonene som kalles konstant stigning, hastigheten på motorens rotasjon bestemmes ved å telle antall trinn for en full revolusjon eller (sving) av motoren.

Foto - Stepper motor i demonterbar form

Styremotorens styrekrets er som følger:

Foto - Stepper motor kontroll Foto - Stepper motor kontrollskjema Foto - Enkel krets

Stepper motor driveren er også brukt til å overvåke driften av enheten. Dette er nødvendig hvis du setter opp motoren for å betjene CNC-maskinen, en separat vindgenerator, eller bruk den til å kjøre vindmøllen.

Beskrivelse av typer stepper motorer

Det er i utgangspunktet fire hovedtyper av steppermotorer:

• Med en permanent magnet
• Hybrid Synkron Stepper
• Variabelen.

Kjør med permanent magnet

Enheter med magneter bruker en magnetisk del i rotoren. De arbeider med prinsippet om tiltrekning eller frastøtning av rotoren og statoren til den elektromagnetiske motoren. Variabel trinnmotor har en enkel rotor jern og arbeider på grunnlag av den grunnleggende prinsipp at den minste tillatte frastøting oppstår med den minste klaring, fortsetter fra dette punkt rotoren blir tiltrukket til de magnetiske poler av statoren. Hybrid enheter kombinerer begge de tidligere beskrevne prinsippene, disse er de dyreste enhetene.

Bilder - Hybrid Stepper Motor

Stepping Two-Phase Motors

Den vanligste typen av disse mekanismene anses å være en trinnvis tofasemotor. Denne enheten er enkel nok til at den kan installeres uten erfaring, og heller kompleks, for å koste mer enn en asynkron motor.

En trinnvis tofaset hjemmelaget og kjøpt motor kan ha to hovedtyper av vikling for elektromagnetiske spoler: bipolar og unipolar.

Unipolare Motors

En unipolar (unipolar) trinnmotor er utstyrt med en vikling med en sentral magnetisk trykk, som påvirker hver fase. Hver del av viklingen er slått på for å gi en bestemt retning av magnetfeltet. Siden i et slikt design kan magnetpolen fungere uten ytterligere bytte, er de nåværende retninger, kretskopplingen svært enkel (for eksempel for en standard medium-motor vil det bare være en transistor) for hver vikling. Typisk vurderer faseskift: tre ledninger per fase og seks for utgangssignalet er typiske for en tofasemotor.

Foto - Tegning av en trefaset elektrisk motor

Steppermotorer og mikroprosessorstyringssystemer er en veldig interessant del av elektroteknikkvitenskapen. Motorens mikrokontroller kan brukes til å aktivere transistoren i ønsket rekkefølge (definert av programmet).

I sin tur kan viklingene kobles ved å berøre forbindelsesleddene sammen med motorens permanente magneter. Hvis spolens terminaler er tilkoblet, vil akselen være vanskelig å svinge. Motstanden mellom den vanlige ledningen og enden av trådspolen er alltid lik halvparten av motstanden mellom endene av spolene og endene av ledningene. Dette skyldes at den vanlige ledningen alltid er lengre enn halvparten som forbinder spolene.

Bipolar motor

Bipolare motorer er utstyrt med enfaset vikling. Strømmen i den kommer i tipping måte ved hjelp av en magnetisk pol, så kontrollkretsen bør være mer komplisert, vanligvis med en koblingsbro. Det er to ledninger per fase, men de er ikke vanlige. Ved å blande trinnmotorens signal ved en høyere frekvens kan det redusere friksjonseffekten av systemet.

Bilder - Stepper Biphasic Motor

Dessuten er det en tre-fase motor, den har et smalt spekter av aktiviteter, er slik stepper mekanisme som brukes for CNC-fresemaskiner (som går fra en datamaskin), så som Opel Vectra biler, Nissan, Renault, Vaz og andre transportmidler, som krever bruk av gassen. Også for Epson-stasjonen og skriveren er en stepper motor EM-234 (EM-234).

Hvordan koble en stepper motor

Steppermotoren er koblet til i henhold til et bestemt system, avhengig av hvor mange ledninger stasjonen har og hvordan du vil starte enheten.

Steppermotorer kan leveres med fire, fem, seks eller åtte ledninger. Hvis motoren har fire ledninger, kan den bare brukes med en bipolar enhet. Hver av de tofasede viklingene har et par ledninger. Bruk måleren til å bestemme par ledninger med kontinuerlig kommunikasjon mellom dem for å koble driveren trinn for trinn.

En kraftig 6-tråds motor har et par ledninger for hver vikling og et senter-trykk for hver vikling. Den kan kobles til enten en unipolar eller bipolar enhet. Bruk måleren til å skille ledningen. For å koble til en enkeltstående enhet, kan du bruke alle seks ledninger. For bipolar, bare en ende av ledningen og en sentral trykk på hver vikling.

Den fem ledende motoren ligner en seks-tråds enhet, men de sentrale terminaler er koblet internt som en solid kabel, og går til en ledning. Derfor er det praktisk talt umulig å skille viklingene fra hverandre uten brudd. Den beste løsningen er å bestemme sentrum av ledningen og koble den til andre ledere, denne modusen er ikke bare veldig trygt, men også den mest effektive. Etter tilkobling av enheten og kontroller dens bruk.

Foto - Stepper motor installasjon

Tekniske spesifikasjoner

Den nominelle spenningen vil produsere primærviklingen ved en konstant strøm.

Starthastigheten til dreiemomentet på trinnmotor vil endres i direkte forhold med strømmen. Fra kjørekretsen og induktansen til viklingene avhenger det av hvor raskt det lineære øyeblikket faller ved etterfølgende høyere hastigheter. Steppmotorer er ofte tilpasset harde arbeidsforhold, de har en IP65-grad av beskyttelse.

Ofte sammenlignes en servomotor og en ballmodell, men sistnevnte arbeider mye lengre og er mer produktive, de trenger reparasjoner sjeldnere. Men stasjonen kan hoppe over flere volt. Derfor er det ikke hensiktsmessig å sammenligne disse modellene.

Før du velger en enhet, må du kjenne egenskapene til de mest populære russisk-laget ballmotorer:

Stepper Motor Controller

Steppermotorer har lenge og vellykket blitt brukt i en rekke enheter. De finnes i disker, skrivere, plottere, skannere, fakser, samt i en rekke industrielle og spesielle utstyr. I dag produseres mange forskjellige typer steppermotorer for alle anledninger. Men for å velge riktig type motor er et annet halvt dusin. Det er like viktig å velge riktig driverskjema og driftsalgoritmen, som ofte bestemmes av mikrokontrollerens program. Hensikten med denne artikkelen er å systematisere informasjon om enheten til steppermotorer, hvordan man styrer dem, sjåførkretser og algoritmer. Som et eksempel, presenteres en praktisk implementering av en enkel og billig stepper motordriver basert på AVR-familien mikrokontroller.

Hva er en stepper motor, og hvorfor er det nødvendig?

Stepper motor er en elektromekanisk enhet som konverterer elektriske impulser til diskrete mekaniske forskyvninger. Så, kanskje, kan du gi en streng definisjon. Sannsynligvis så alle på hva som ser ut til å se ut fra motoren: det er praktisk talt ikke forskjellig fra andre typer motorer. Ofte er dette en rund sak, aksel, flere ledninger (Figur 1).

Fig. 1. Utseende av stepper motorer av DShI-200 familien.

Steppermotorer har imidlertid noen unike egenskaper, noe som noen ganger gjør dem svært praktiske å bruke eller til og med irreplaceable.

Hva er en god stepper motor?

• Rotorens rotasjonsvinkel bestemmes av antall pulser som tilføres motoren
• motoren gir et fullt dreiemoment i stoppmodus (hvis viklingene er aktivert)
• presisjonsposisjonering og repeterbarhet. Gode ​​trinnmotorer har en nøyaktighet på 3-5% av trinnstørrelsen. Denne feilen akkumuleres ikke fra trinn til trinn
• mulighet for rask start / stopp / reversering
• høy pålitelighet på grunn av mangel på børster, er levetiden til steppermotoren faktisk bestemt av levealderets levetid
• En entydig avhengighet av posisjon på inngangspulser gir posisjonering uten tilbakemelding
• muligheten for å oppnå svært lave hastigheter for en last som er koblet direkte til motorakslen uten mellomgir
• kan blokkeres ganske stort spekter, hastigheten er proporsjonal med frekvensen av inngangspulser

Men ikke alt er så bra.

• Stepper motor inneboende fenomen resonans
• Mulig tap av posisjonskontroll på grunn av drift uten tilbakemelding
• Energiforbruket reduseres ikke selv uten last
• Det er vanskelig å jobbe med høye hastigheter
• lav spesifikk effekt
• relativt komplisert kontrollskjema

Stepper motorer tilhører klassen av børsteløse DC motorer. Som alle børsteløse motorer har de høy pålitelighet og lang levetid, noe som gjør at de kan brukes i kritiske, for eksempel industrielle applikasjoner. Sammenlignet med konvensjonelle likestrømsmotorer krever steppermotorer betydelig mer komplekse styringssystemer som må utføres av alle viklingskommutasjoner når motoren går. I tillegg er steppemotoren i sig selv en kostbar enhet, der det ikke er nødvendig med nøyaktig posisjonering, har konvensjonelle kollektormotorer en merkbar fordel. For rettferdighetens skyld skal det bemerkes at i de senere år er kontroller for kollektormotorer i stadig større grad brukt av kontroller, som, når det gjelder kompleksitet, er nesten like gode som stepper motorstyringer.

En av de viktigste fordelene ved stepper motorer er muligheten til å utføre presis posisjonering og hastighetskontroll uten tilbakemelding sensor. Dette er veldig viktig, siden slike sensorer kan koste mye mer enn selve motoren. Dette er imidlertid kun egnet for systemer som opererer med lav akselerasjon og med en relativt konstant belastning. Samtidig kan tilbakemeldingssystemer arbeide med store akselerasjoner og til og med med et variabelt lastmønster. Hvis lasten på steppermotoren overskrider dreiemomentet, går informasjonen om rotorens posisjon tapt, og systemet krever en basing ved hjelp av for eksempel en grensebryter eller en annen sensor. Systemer med tilbakemelding har ikke en slik ulempe.

Ved utforming av bestemte systemer er det nødvendig å velge mellom servomotor og stepper motor. Når presisjonsposisjonering og presis hastighetskontroll kreves, og det nødvendige dreiemomentet og hastigheten er innenfor de tillatte grensene, er steppermotoren den mest økonomiske løsningen. Som med konvensjonelle motorer, kan en reduksjonsgirkasse brukes til å øke dreiemomentet. For trinnmotorer er reduksjonsmidlet imidlertid ikke alltid egnet. I motsetning til kollektormotorer, der momentet øker med økende hastighet, har trinnmotoren et større øyeblikk ved lave hastigheter. I tillegg har steppemotorer en mye lavere maksimal hastighet sammenlignet med kollektormotorene, som begrenser det maksimale girforholdet og tilsvarende øker dreiemomentet ved hjelp av girkassen. Klar steppermotorer med reduksjonsmidler, selv om de eksisterer, er imidlertid eksotiske. Et annet faktum som begrenser bruken av girkassen er dens innebygde tilbakeslag.

Muligheten for å oppnå en lav frekvens av rotasjon er ofte grunnen til at utviklere, som ikke er i stand til å designe en reduksjonsmaskin, bruker stepper motorer unødvendig ofte. På samme tid kommutatormotor har en større tetthet, lav pris, enkel styrekretser, og med en-trinnssnekkedrev han er i stand til å gi det samme hastighetsområde som skrittmotoren. I tillegg tilveiebringes samtidig en mye større tid. Driver basert på kollektormotorer benyttes ofte i militær teknologi, og dette indirekte indikerer gode parametere og høy pålitelighet av slike stasjoner. Og i moderne husholdningsapparater er biler, industrielt utstyr, kollektormotorer distribuert mye. Likevel har steppermotorer sitt eget, men ganske smale, omfang, hvor de er uunnværlige.

Typer av stepper motorer

Det er tre hovedtyper av stepper motorer:

• Motorer med variabel magnetisk motstand
• motorer med permanente magneter
• hybridmotorer

Bestem typen av motoren kan til og med føles: Når akselen til en degenergisert motor med permanente magneter (eller hybrid) roterer, blir det en alternativ rotasjonsmotstand, motoren roterer som med klikk. Samtidig roterer akselen til den deaktiverte motoren med variabel magnetisk motstand fritt. Hybridmotorer er en ytterligere forbedring av motorer med permanente magneter og ved kontroll må de ikke skille seg fra dem. Motortypen kan også bestemmes ut fra viklingens konfigurasjon. Motorer med variabel magnetisk motstand har vanligvis tre (sjelden fire) viklinger med en felles terminal. Motorer med permanente magneter har oftest to uavhengige viklinger. Disse viklingene kan ha kraner fra midten. Noen ganger har motorer med permanente magneter 4 separate viklinger.

I trinnmotor er dreiemomentet generert av magnetstrømmen til statoren og rotoren, som er hensiktsmessig orientert i forhold til hverandre. Statoren er laget av et materiale med høy magnetisk permeabilitet og har flere poler. Stangen kan defineres som et område av en magnetisert kropp hvor magnetfeltet er konsentrert. Polene har både en stator og en rotor. For å redusere tapene på grunn av virvelstrømmer, er magnetkjernene montert fra separate plater, tilsvarende kjernen til transformatoren. Momentet er proporsjonalt med magneten av magnetfeltet, som er proporsjonalt med strømmen i viklingen og antall svinger. Således avhenger øyeblikket av parametrene til viklingene. Hvis minst én vikling av steppermotoren er aktivert, antar rotoren en viss posisjon. Den vil være i denne posisjonen til det eksterne anvendte øyeblikk overgår en viss verdi, kalt retensjonstid. Etter dette roterer rotoren og vil prøve å ta en av følgende likevektsposisjoner.

Motorer med variabel magnetisk motstand

Stegmotorer med variabel magnetisk motstand har flere poler på statoren og en girformet rotor laget av mykt magnetisk materiale (figur 2). Det er ingen magnetisering av rotoren. For enkelhet har rotoren 4 tenner i figuren, og statoren har 6 poler. Motoren har 3 uavhengige viklinger, som hver er viklet til to motstående stolper av statoren. En slik motor har et trinn på 30 grader.

Fig. 2. Motor med variabel magnetisk motstand.

Når strømmen er slått på i en av spolene, har rotoren en tendens til å okkupere posisjonen når den magnetiske fluxen er lukket, dvs. Tannene til rotoren vil være motsatt til de polene som den spylte spolen er plassert på. Hvis så slår av denne viklingen og slår på neste, endrer rotoren sin posisjon, igjen lukker dens magnetiske strømninger. For å kunne utføre en kontinuerlig rotasjon er det derfor nødvendig å vende fasene vekselvis. Motoren er ikke følsom for strømretningen i viklingene. En ekte motor kan ha et større antall poler på statoren og flere tenner på rotoren, noe som tilsvarer flere trinn per revolusjon. Noen ganger er overflaten av hver stolpestang hakket, som sammen med de tilsvarende tannene til rotoren gir en meget liten verdi av stigningsvinkelen i rekkefølgen av flere grader. Motorer med variabel magnetisk motstand brukes sjelden i industrielle applikasjoner.

Motorer med permanente magneter

Motorer med permanente magneter består av en stator som har viklinger, og en rotor som inneholder permanente magneter (figur 3). Rotorens vekslende poler har en rettlinjet form og er parallelle med motorens akse. På grunn av magnetiseringen av rotoren, gir slike motorer en større magnetisk fluss og som et resultat et større øyeblikk enn for motorer med variabel magnetisk motstand.

Fig. 3. Motoren med permanente magneter.

Motoren vist på figuren har 3 par rotorpoler og 2 par statorpoler. Motoren har 2 uavhengige viklinger, som hver er viklet på to motstående poler av statoren. En slik motor, som den tidligere diskuterte variabelmotstandsmotoren, har en trinnstørrelse på 30 grader. Når strømmen er slått på i en av spolene, har rotoren en tendens til å okkupere en posisjon der motsatte polene til rotoren og statoren er motsatt hverandre. For å utføre en kontinuerlig rotasjon, er det nødvendig å vende fasene vekselvis. I praksis har permanentmagnetmotorer vanligvis 48 til 24 trinn per revolusjon (stigningsvinkel 7,5 til 15 grader).

Seksjonen av en ekte stepper motor med permanente magneter er vist på fig. 4.

Fig. 4. Kutt av en stepper motor med permanente magneter.

For å redusere kostnadene ved å konstruere motoren, er statorkjernen laget i form av et stemplet glass. Innsiden er polstykker i form av lameller. Faseviklingene er plassert på to forskjellige magnetiske kretser, som er montert på hverandre. Rotoren er en sylindrisk flerpolet permanentmagnet.

Motorer med permanente magneter påvirkes av motsatt EMF på rotorsiden, noe som begrenser maksimalhastigheten. For arbeid med høye hastigheter benyttes motorer med variabel magnetisk motstand.

Hybridmotorer er dyrere enn permanente magnetmotorer, men de gir en mindre trinnstørrelse, større dreiemoment og større hastighet. Det typiske antall trinn per revolusjon for hybridmotorer er fra 100 til 400 (trinnvinkelen er 3,6 til 0,9 grader). Hybridmotorer kombinerer de beste egenskapene til motorer med variabel magnetisk motstand og motorer med permanente magneter. Rotoren til hybridmotoren har tenner plassert i aksial retning (figur 5).

Fig. 5. Hybrid motor.

Rotoren er delt inn i to deler, mellom hvilke er en sylindrisk permanentmagnet. Således er tennene til den øvre halvdelen av rotoren nordpolen, og tennene til den nedre halvdel er sørlige. I tillegg roteres de øvre og nedre halvdelene av rotoren i forhold til hverandre med halvparten av tennens vinkel. Antallet av poler på rotoren er lik antall tenner på en av dets halvdeler. Rotorens tannpolstykker, som statoren, rekrutteres fra separate plater for å redusere tap på eddystrømmer. Statoren på hybridmotoren har også tenner, som gir et stort antall ekvivalente poler, i motsetning til de viktigste polene som viklingene befinner seg på. Vanligvis brukes 4 hovedpoler til 3,6 grader. motorer og 8 hovedpoler for 1,8 og 0,9 grader. motorer. Rotortennene gir mindre motstand mot magnetkretsen ved bestemte rotorposisjoner, noe som forbedrer det statiske og dynamiske momentet. Dette sikres ved riktig oppstilling av tennene, når en del av tannene til rotoren er strengt motsatt statorens tenner og en del mellom dem. Forholdet mellom antall poler på rotoren, antall ekvivalente statorpoler og antall faser bestemmer vinkelen til trinn S i motoren:

S = 360 / (Nph * Ph) = 360 / N,

hvor Nph er antall ekvivalente poler per fase = antall poler på rotoren,
Ph er antall faser,
N er det totale antall poler for alle faser sammen.

Rotoren til motoren vist i figuren har 100 poler (50 par), motoren har 2 faser, derfor er totalt antall poler 200, og banen er henholdsvis 1,8 grader.

Den langsgående delen av hybridstegmotor er vist i fig. 6. Pilene angir retningen av magnetfluxen på rotorens permanente magnet. En del av strømmen (vist på figuren med en svart linje) passerer gjennom rotorens polstykker, luftspalter og stangens polspiss. Denne delen deltar ikke i etableringen av øyeblikket.

Fig. 6. Lengdesnitt av hybridstegmotor.

Som det fremgår av figuren, er luftgapene ved rotorens øvre og nedre polspiss forskjellige. Dette oppnås ved å dreie polstykkene med halvparten av tennene. Derfor er det en annen magnetisk krets som inneholder minimal luftgap og som en konsekvens har minimal magnetisk motstand. Denne kjeden lukker en annen del av strømmen (i figuren vises den med en strekket hvit linje), noe som skaper et øyeblikk. En del av kjeden ligger i et plan vinkelrett på figuren, derfor er det ikke vist. I samme plan er den magnetiske fluxen til statorspolen opprettet. I en hybridmotor blir denne strømmen delvis lukket av rotorens polstykker, og den permanente magneten "ser" det svakt. Derfor, i motsetning til DC-motorer, kan hybriden av hybridmotoren ikke demagnetiseres til en hvilken som helst verdi av viklingenes strømning.

Avstanden mellom tannene til rotoren og statoren er svært liten - typisk 0,1 mm. Dette krever høy nøyaktighet i forsamlingen, slik at steppermotoren ikke skal demonteres for å tilfredsstille nysgjerrighet, ellers kan levetiden være slutt.
At magnetstrømmen ikke er lukket gjennom akselen som passerer inne i magneten, er den laget av ikke-magnetiske stålkarakterer. De har vanligvis økt brittlenhet, så med en aksel, spesielt en liten diameter, bør du håndtere med forsiktighet.

For å oppnå store øyeblikk er det nødvendig å øke både feltet som er opprettet av statoren og feltet til permanentmagneten. Dette krever en større rotordiameter, noe som forverrer forholdet til dreiemoment til momentet av treghet. Derfor er kraftige steppermotorer noen ganger strukturelt utført fra flere seksjoner i form av en stabel. Dreiemomentet og treghetsmomentet øker i forhold til antall seksjoner, og deres forhold forringes ikke.

Det er andre design av stepper motorer. For eksempel motorer med en diskmagnetisert rotor. Slike motorer har et lite rotasjonsmoment, som i noen tilfeller er viktig.

De fleste moderne stepper motorer er hybrid. Faktisk er hybridmotoren en permanentmagnetmotor, men med et stort antall poler. Ved kontrollmetoden er slike motorer de samme, bare slike motorer vil bli vurdert videre. I praksis har motorene 100 eller 200 trinn per revolusjon, henholdsvis trinnet er 3,6 grd eller 1,8 gd. De fleste kontroller lar deg arbeide i en halv-trinns modus, hvor denne vinkelen er halv størrelse, og noen kontroller gir en microstep-modus.

Bipolare og unipolære stepper motorer

Avhengig av viklingens konfigurasjon, er motorene delt inn i bipolar og unipolare. Den bipolare motoren har en svingning i hver fase, som må reverseres av føreren for å endre retningen av magnetfeltet. For denne typen motor krever en brodriver, eller halvbro med bipolar kraft. Totalt har den bipolare motoren to viklinger og dermed fire klemmer (figur 7a).

Fig. 7. Bipolar motor (a), unipolar (b) og fire-vikling (c).

En unipolær motor har også en svingning i hver fase, men en trykk er trukket fra midten av viklingen. Dette gjør at du kan endre retningen av magnetfeltet som er opprettet av viklingen, bare ved å bytte om halvdelene av viklingen. Dette forenkler forenklet førerkretsen. Føreren må ha bare 4 enkle nøkler. I en unipolær motor benyttes således en annen måte å endre retningen av magnetfeltet på. Den gjennomsnittlige terminaler av viklingene kan kombineres inne i motoren, slik at denne motoren kan ha 5 eller 6 pinner (figur 7b). Noen ganger har unipolare motorer separate 4 viklinger, derfor er de feilaktig kalt 4-fasede motorer. Hver svingning har separate konklusjoner, så alle konklusjonene fra 8 (figur 7c). Med en passende tilkobling av viklingene kan denne motoren brukes som en unipolar eller som en bipolar. En unipolær motor med to viklinger og svinger kan også brukes i bipolar modus, hvis bøyene ikke er koblet til. I begge tilfeller bør strømmenes strømstyrke velges slik at den ikke overskrider den maksimale effekten.

Bipolar eller unipolar?

Hvis vi sammenligner bipolare og unipolare motorer, har bipolar en høyere spesifikk effekt. I samme størrelse gir bipolare motorer mer dreiemoment.

Dreiemomentet opprettet av trinnmotor er proporsjonalt med størrelsen av magnetfeltet som frembringes av statorviklingene. Måten å øke magnetfeltet er å øke dagens eller antall svingninger av viklingene. En naturlig begrensning når du øker vindens strøm, er faren for metning av jernkjernen. Men i praksis er denne begrensningen sjelden. Mye mer signifikant er begrensningen på oppvarming av motoren på grunn av ohmske tap i viklingene. Bare dette faktum demonstrerer en av fordelene ved bipolare motorer. I en unipolar motor brukes kun halvparten av viklingene hver gang. Den andre halvparten tar bare plass i kjernevinduet, noe som gjør det nødvendig å lage viklinger med en ledning med mindre diameter. Samtidig arbeider alle viklinger alltid i en bipolær motor, dvs. deres bruk er optimal. I en slik motor er tverrsnittet av individuelle viklinger dobbelt så stor, og den ohmiske motstanden er to ganger mindre. Dette gir deg mulighet til å øke dagens til roten til to ganger med samme tap, noe som gir en gevinst i øyeblikket på ca 40%. Hvis det økte dreiemomentet ikke er nødvendig, kan en unipolær motor redusere størrelsen eller bare operere med mindre tap. I praksis brukes unipolare motorer ofte, siden de krever mye enklere viklingsstyringssystemer. Dette er viktig hvis driverne er laget på diskrete komponenter. For tiden er det spesialiserte drivere for bipolare stasjoner, som driveren ikke er vanskeligere å oppnå enn for en unipolar motor. For eksempel denne brikken L293E, L298N eller L6202 selskapet SGS-Thomson, PBL3770, PBL3774 fast Ericsson, NJM3717, NJM3770, NJM3774 fast JRC, A3957 Selskapet Allegro, LMD18T245 National Semiconductor fast.

Det er flere måter å kontrollere fasene på en stepper motor.

Den første metoden er gitt ved alternerende fasekommutasjon, men de overlapper ikke, bare en fase er slått på en gang (figur 8a). Denne metoden kalles "en fase på" fullt trinn eller bølge-modus. Rotorens likevektspunkter for hvert trinn faller sammen med de "naturlige" likevektspunktene til rotoren i den ikke-drevne motoren. Ulempen med denne kontrollmetoden er at for en bipolar motor brukes 50% av viklingene samtidig, og for en unipolær motor bare 25%. Dette betyr at i denne modusen ikke det fullstendige øyeblikket kan oppnås.

Fig. 8. Ulike måter å kontrollere trinnene på steppermotoren.

Den andre måten er å kontrollere fasene med overlapping: to faser er slått på samtidig. Det kalles "to-faset" fullt trinn eller bare full trinnmodus. I denne metoden, blir styre rotoren festet i mellomstillinger mellom stator- polene (fig. 8b) og er anordnet omtrent 40% høyere dreiemoment enn i tilfellet med en enkelt fase byttet. Denne kontrollmetoden gir samme stigningsvinkel som den første metoden, men posisjonen til likevektspunkene til rotoren blir skiftet med et halvt trinn.

Den tredje metoden er en kombinasjon av de to første og kalles polushagovym regime, "en og to-fase-on" halvt trinn eller et halvt trinn modus, når motoren er et skritt i den halvdel av de viktigste. Denne kontrollmetoden er ganske vanlig, siden en motor med et mindre trinn er dyrere, og det er veldig fristende å få 200 trinn per revolusjon fra en 100-trinns motor. Hvert andre trinn er bare matet en fase, og i de gjenværende tilfellene blir to energier (Figur 8c). Som et resultat er rotorens vinkelforskyvning halvparten av stigningsvinkelen for de to første kontrollmetodene. I tillegg til å redusere trinnstørrelsen, kan denne metoden for kontroll du delvis få kvitt fenomenet resonans. Polushagovy modus er vanligvis ikke mulig å få den totale øyeblikket, selv om de mest perfekte polushagovy drivere gjennomføre en modifisert modus der motoren gir vesentlig heltid med energitap er mindre enn nominell.

En annen kontrollmetode kalles mikroprosessmodus eller mikroprosessmodus. Med denne metoden for kontroll må strømmen i fasene endres i små trinn, og dermed sikre knusing av halvtrinnet til enda mindre mikrosfærder. Når de to faser samtidig, inkludert, men strømmene ikke er like, vil den likevektsstilling av rotoren ikke ligge i den midterste trappetrinnet, og andre steder, fasestrømmene bestemte forholdet. Hvis du forandrer dette forholdet, kan du gi et antall mikrotrinn innen ett enkelt trinn. I tillegg til å øke oppløsningen har mikrotrinnsmodus andre fordeler, som vil bli beskrevet nedenfor. Samtidig, for implementering av microstepping-modusen, er det behov for betydelig mer komplekse drivere, som gjør det mulig å sette strømmen i viklinger med nødvendig diskrethet. Halv-trinnsmodus er et spesielt tilfelle av mikrostepping-modusen, men det krever ikke dannelse av en styrket strøm av spoleforsyningen, så det blir ofte realisert.

I full-trinns modus med to faser slått på, flyttes posisjonene til rotorens likevektspunkter med et halvt trinn. Det skal bemerkes at disse posisjonene blir vedtatt av rotoren når motoren er i gang, men rotorens posisjon kan ikke forbli uendret etter å ha slått av viklingsstrømmen. Når motoren er slått på og av, vil rotoren derfor skifte til et halvt trinn. For å sikre at den ikke beveger seg når den stopper, er det nødvendig å bruke en holdestrøm til viklingene. Det samme gjelder for halv-trinns og mikrostepping modusene. Det skal bemerkes at hvis rotoren til motoren er slått av i avstand, da ved oppstart kan rotoren forskyves og for en større verdi enn halvparten av banen.

Holdestrømmen kan være mindre enn nominell strøm, da en motor med en fast rotor vanligvis ikke krever et stort dreiemoment. Imidlertid er det applikasjoner hvor motoren i stoppet tilstand må gi et fullt dreiemoment, som er mulig for en stepper motor. Denne egenskapen til steppermotoren tillater i slike situasjoner å utelukke mekaniske bremsesystemer. Siden moderne drivere gjør det mulig å justere strømforsyningsstrømmen til motorviklingene, er det vanligvis ikke et problem å stille inn den nødvendige holdestrømmen. Oppgaven består vanligvis av bare den riktige programvarestøtten til den kontrollerende mikrokontroller.

Hovedprinsippet til steppermotoren er opprettelsen av et roterende magnetfelt, som får rotoren til å rotere. Det roterende magnetfeltet er opprettet av en stator, hvis viklinger er tilstrekkelig tilført.

For at motoren i hvilken den ene tilføres strøm, tidsavhengigheten av rotasjonsvinkelen til rotoren om likevektspunktet er tilnærmet sinusformet. Denne avhengigheten av en toviklingsmotor som har N trinn per omdreining (trinnvinkelen i radianer S = (2 * pi) / N) er vist i fig. 9.

Fig. 9. Avhengigheten av øyeblikket på rotasjonsvinkelen til rotoren for en enkelt energispenning.

Faktisk kan avhengighetens natur være noe annerledes, noe som forklares av ufullkommenheten til rotorens og statorens geometri. Toppverdien av øyeblikket kalles retensjonstid. Formelen som beskriver avhengigheten av øyeblikket på rotasjonsvinkelen til rotoren har følgende form:

hvor T er øyeblikket, er Th oppbevaringstid,
S er tonehøyde,
Ф er rotasjonsvinkelen til rotoren.

Hvis det eksterne dreiemomentet påføres rotoren, som overstiger retensjonsmomentet, vil rotoren roteres. Hvis det eksterne dreiemomentet ikke overskrider lagringstiden, vil rotoren ligge i likevekt i vinkelen på banen. Det skal bemerkes at i en de-energimotor er holdetiden ikke null på grunn av virkningen av rotorens permanente magneter. Dette dreiemomentet er vanligvis ca. 10% av det maksimale dreiemomentet som leveres av motoren.

Noen ganger brukes uttrykkene "Rotorens mekaniske rotasjonsvinkel" og "Rotorens rotasjonsvinkel". Den mekaniske vinkelen er beregnet på grunnlag av at rotorens totale revolusjon er 2 * pi radianer. Ved beregning av den elektriske vinkelen antas det at en revolusjon tilsvarer en periode av vinkelavhengigheten av vinkelmomentet. For de ovennevnte formler P er et mekanisk rotasjonsvinkelen til rotoren, og den elektriske vinkel for motoren å ha fire trinn på tidsdreiemomentkurve er lik ((pi / 2) / S) * F eller (N / 4) * P, der N - number trinn per revolusjon. Den elektriske vinkelen bestemmer faktisk rotasjonsvinkelen til statormagnetfeltet og tillater at teorien blir konstruert uavhengig av antall trinn per revolusjon for en bestemt motor.

Hvis motorens to viklinger mates samtidig, vil øyeblikket være lik summen av momentene som tilbys av viklingene separat (figur 10).

Fig. 10. Avhengigheten av øyeblikket på rotasjonsvinkelen til rotoren for to energierte viklinger.

I dette tilfellet, hvis strømmen i viklingene er de samme, vil punktet av maksimalt øyeblikk bli skiftet med halvparten av banen. Ved et halvt trinn vil punktets likevekt for rotoren (punkt e i figuren) også skiftes. Dette faktum er også grunnlaget for å implementere halv-trinns regimet. Toppverdien av øyeblikket (inneslutningstidspunktet) i dette tilfellet vil være til roten til to ganger større enn med en energispenning.

hvor Th₂ - retensjonstiden for to energispenninger,
th₁ - Retensjonstiden for en enkelt energispenning.

Det er dette øyeblikket som vanligvis er angitt i kjennetegnene til steppermotoren.

Magneten og retningen av magnetfeltet er vist i et vektordiagram (Figur 11).

Fig. 11. Magnet og retning av magnetfeltet for forskjellige faser av strømforsyningen.

X- og Y-aksene faller sammen med retningen til magnetfeltet som frembringes av viklingene til motorens første og andre faser. Når motoren er slått fra en fase, kan rotoren innta stillingene 1, 3, 5, 7. Hvis omfattet to faser, kan rotoren inntar stillingene 2, 4, 6, 8. I tillegg, i denne modusen, jo lengre tid siden det er proporsjonalt med lengden på vektoren i figuren. Begge disse kontrollmetodene gir et komplett trinn, men rotor likevektsposisjonene forskyves med et halvt trinn. Ved å kombinere disse to metodene, og mates til vikletilsvarende pulssekvens, er det mulig å lage rotoren suksessivt inntar posisjonene 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, som tilsvarer et halvt trinn.

I forhold til full-trinnsmodus har halvtrinnsmodus følgende fordeler:

• Høyere oppløsning uten bruk av dyrere motorer
• mindre problemer med fenomenet resonans. Resonans fører kun til delvis tap av dreiemoment, som vanligvis ikke forstyrrer den normale driften av stasjonen.

Ulempen med semi-stepping-modusen er en ganske signifikant fluktuasjon av øyeblikket fra trinn til trinn. I rotorposisjonene, når en enkeltfase er matet, er øyeblikket ca. 70% av det fulle, når to faser er aktivert. Disse svingningene kan føre til økt vibrasjoner og støy, selv om de fortsatt er mindre enn i full-trinns modus.

Måten å eliminere dreiemomentfluktuasjoner er å øke dreiemomentet i stillinger med en fase på og dermed sikre det samme dreiemomentet i alle posisjoner på rotoren. Dette kan oppnås ved å øke strømmen i disse posisjonene til ca 141% av den nominelle. Noen drivere, som PBL 3717/2 og Ericsson PBL 3770A, har logiske innganger for å endre gjeldende verdi. Det skal bemerkes at verdien av 141% er teoretisk, derfor i applikasjoner som krever høy nøyaktighet av dreiemomentvedlikehold, bør denne verdien velges eksperimentelt for en bestemt hastighet og spesifikk motor. Siden strømmen stiger bare i de øyeblikkene når en fase er slått på, er den spredte effekten lik kraften i full-trinns modus ved en strøm på 100% av nominell strøm. Men denne økningen i dagens krever en høyere forsyningsspenning, noe som ikke alltid er mulig. Det er en annen tilnærming. For å eliminere dreiemomentfluktuasjoner under motoroperasjon i halv-trinns modus, er det mulig å redusere strømmen i de øyeblikkene når to faser er inkludert. For å oppnå et konstant moment, bør denne strømmen være 70,7% av nominell strøm. Derved realiseres det en halv-trinnsmodus, for eksempel chipdriveren A3955 fra Allegro.

For en halv-trinns modus er det svært viktig å gå inn i en tilstand med en fase slått av. For å tvinge rotoren til å ta den riktige posisjonen, må strømmen i den frakoblede fasen reduseres til null så snart som mulig. Varigheten av det aktuelle forfallet avhenger av spenningen på viklingen på et tidspunkt da det mister sin lagrede energi. Ved å lukke viklingen på strømforsyningen, som representerer maksimal spenning som er tilgjengelig i systemet, sikres maksimal strømnedgang. For rask strøm forråtnelse av motorviklingene når strømmen H-bro transistorer alle må være lukket, blir spolen gjennom diodene som er koblet til strømkilden. Graden av nåværende forfall vil bli betydelig redusert dersom en transistor av broen er åpen og kortslutning av viklingen til en transistor og en diode. For å øke den ned hastigheten i forvaltningen av unipolare motorer undertrykke selvinduserte EMF-utslipp er å foretrekke ikke å utføre diodene dere og varistorer, eller en kombinasjon av dioder og zenerdiode som vil begrense utslipp av store, men trygg for transistor nivå.

Mikrostepping-modusen er tilveiebrakt ved å skaffe et statorfelt som roterer jevnere enn i full eller halv-trinns modus. Som et resultat er mindre vibrasjoner sikret, og operasjonen er nesten lydløs, ned til nullfrekvens. I tillegg er en mindre stigningsvinkel i stand til å gi mer nøyaktig posisjonering. Det er mange forskjellige mikro-trinnmoduser, med en trinnstørrelse fra 1/3 fullt trinn til 1/32 og enda mindre. Steppermotoren er en synkron motor. Dette betyr at likevektsposisjonen til den faste rotoren sammenfaller med retningen av statormagnetfeltet. Når statorfeltet roteres, svinger rotoren også, og søker å oppta en ny likevektsposisjon.

Fig. 12. Avhengigheten av øyeblikket på rotasjonsvinkelen til rotoren i tilfelle av forskjellige verdier av fasestrømmen.

For å oppnå ønsket retning av magnetfeltet, er det nødvendig å velge ikke bare den riktige retningen av strømmen i spolene, men også det riktige forholdet mellom disse strømmene.

Hvis to motorviklinger samtidig er aktivert, men strømmen i disse viklingene ikke er like (figur 12), vil det resulterende dreiemoment være

Th = (a 2 + b 2) 0,5,

Punktet for likevekt i rotoren vil skifte til punktet

x = (S / (pi / 2)) arctan (b / a),

hvor a og b er øyeblikket skapt av henholdsvis første og andre faser,
Th er den resulterende retensjonstid,
x er likevektsposisjonen til rotoren i radianer,
S er trinnvinkelen i radianer.

Forskjevelsen av rotorens likevektspunkt indikerer at rotoren kan festes i hvilken som helst vilkårlig stilling. For dette er det bare nødvendig å faststille forholdet mellom strømmen i fasene. Det er dette faktum som brukes når du implementerer microstep-modusen.
Igjen bør det bemerkes at de ovennevnte formler er korrekte bare dersom avhengigheten av vinkelmomentet på rotorvinkelen er sinusformet og hvis ingen del av motorens magnetiske krets er mettet.

I grensen kan trinnmotoren fungere som en synkron motor i kontinuerlig rotasjonsmodus. For dette må strømmen av fasene være sinusformet, forskjøvet i forhold til hverandre med 90 grader.

Resultatet av å bruke microstep-modusen er en mye jevnere rotasjon av rotoren ved lave frekvenser. Ved frekvenser i 2 - 3 ganger større enn den selv-resonansfrekvensen av rotoren og lasten microstepping modus gir en liten fordel i forhold til halv- eller totaltaktsdrift. Årsaken til dette er filtreringseffekten av inerti av rotoren og belastningen. Et system med en stepper motor fungerer som et lavpassfilter. I microstep-modusen kan du bare akselerere og avta, og hovedtiden til å fungere i full-trinns modus. I tillegg, for å oppnå høye hastigheter i mikrostepping-modusen, er det nødvendig med en meget høy repeteringshastighet for mikrosteg, som kontrollmikrokontrolleren ikke alltid kan gi. For å forhindre at transienter og taps trinn utkobling av motor driftsmodi (av total trinn microstepping modus, etc.) bør utføres ved øyeblikk når rotoren er i en stilling som svarer til en fase slått på. Noen mikrochips av microstep-drivere har et spesielt signal som informerer om denne posisjonen til rotoren. For eksempel er dette en Allegro A3955 driver.

I mange applikasjoner hvor små relative bevegelser og høy oppløsning er påkrevd, kan mikrostep-modusen erstatte den mekaniske girkassen. Ofte er systemets enkelhet en avgjørende faktor, selv om du må bruke en stor motor. Til tross for det faktum at føreren som gir mikrostepping-modusen er mye mer komplisert enn den vanlige føreren, kan systemet fortsatt være enklere og billigere enn en stepper motor, pluss en reduksjon. Moderne mikrokontrollere har noen ganger innebygde DAC, som kan brukes til å implementere en mikrostep-modus i stedet for spesielle kontroller. Dette gjør det mulig å gjøre nesten samme kostnad for utstyr for fullstegs- og mikrotrinnsmodus.

Noen ganger brukes en microstepping-modus for å øke nøyaktigheten av trinnstørrelsen i tillegg til motoren erklært av produsenten. Det nominelle antall trinn er brukt. For å forbedre nøyaktigheten brukes korreksjonen av rotorposisjonen ved likevektspunkter. For å gjøre dette må du først fjerne karakteristikken for en bestemt motor, og deretter, ved å endre forholdet mellom strømmen i fasene, korrigere rotorens posisjon hver for seg for hvert trinn. Denne metoden krever foreløpig kalibrering og ekstra ressurser til den kontrollerende mikrokontroller. I tillegg kreves en innledende rotorposisjonsføler for å synkronisere sin posisjon med korrigeringskoeffisientabellen.

I praksis stopper rotoren ikke umiddelbart med en ny likevektsposisjon, men utfører dempede svingninger rundt likevektsposisjonen. Etableringstiden avhenger av egenskapene til lasten og på førerkretsen. I mange applikasjoner er slike svingninger uønskede. For å kvitte seg med dette fenomenet, er det mulig ved å bruke microstep-modusen. På fig. 13 viser forskyvningen av rotoren når den arbeider i full-trinns- og mikro-trinnmodus.

Fig. 13. Rotorbevegelser i full-trinns og mikrostep-modus.

Det kan sees at i full-trinns modus er det utslipp og fluktuasjoner, mens i mikrostrip-modus er det ingen. Men selv i denne modusen er rotorposisjonen forskjellig fra den rette linjen. Denne feilen skyldes feilen i motorens deler og kan reduseres ved å utføre kalibrering og påfølgende kompensasjon ved å justere fasestrømmene.
I praksis er det noen faktorer som begrenser nøyaktigheten til stasjonen i mikrostep-modus. Noen av dem er relatert til sjåføren, og noen direkte til motoren.

Typisk viser steppermotortillverkere en parameter som trinnnøyaktighet. Trinnøyaktigheten er indikert for rotorens likevektsposisjoner med to faser slått på, hvor strømmen er like. Dette tilsvarer en full-trinns modus med faseoverlapping. For en mikrostepping modus, når fasestrømmene ikke er like, er det ikke gitt noen data normalt.

Den ideelle trinnmotor med fase- og sinusformet og cosinus strømforbruk bør rotere med konstant hastighet. En ekte motor i denne modusen vil oppleve noen svingninger i hastigheten. Dette skyldes ustabiliteten av luftgapet mellom rotorens og statorens poler, tilstedeværelsen av magnetisk hysterese, som fører til feil i magnetfeltets størrelse og retning etc. Derfor har likevektsposisjonene og øyeblikket noen avvik. Disse avvikene avhenger av feilen i formen på rotorens og statorens tenner og på materialet til de magnetiske kretsene som benyttes.

Utformingen av enkelte motorer er optimalisert for å få best mulig presisjon i full-trinns modus og maksimal ventetid. Den spesielle formen på rotor- og stator-tennene er utformet slik at i den likevektsposisjonen for full-trinns modus øker magnetfluksen kraftig. Dette fører til en forringelse i nøyaktigheten i mikrostep-modusen. De beste resultatene gjør det mulig å få motorer, der inneslutningstidspunktet i deaktivert tilstand er mindre.

Avvik kan deles inn i to typer: avbøyningen magnetfeltet, noe som fører til avvik i den tid retensjonen microstepping modus og avbøyning retning av det magnetiske felt, noe som fører til avvik av likevektsposisjonen. Avviket av holdetiden i mikrostep-modus er vanligvis 10-30% av det maksimale dreiemomentet. Det må sies at i full-trinns modus kan retensjonstiden svinge med 10-20% på grunn av forvrengninger i rotorens og statorens geometri.

Hvis vi måler rotorens likevektsposisjoner når motoren roterer med urviseren og mot klokken, blir det noe forskjellig resultat. Denne hysterese skyldes hovedsakelig magnetisk hysterese av kjernematerialet, selv om friksjon også bidrar til det. Magnetisk hysterese fører til det faktum at den magnetiske fluxen ikke bare avhenger av vindens strøm, men også på dens tidligere verdi. Feilen generert av hysterese kan være lik flere mikrospor. Derfor, i høyspesifikasjoner, når du beveger deg i en retning, er det nødvendig å passere for ønsket posisjon, og deretter gå tilbake slik at tilnærming til ønsket posisjon alltid utføres i en retning.

Det er ganske naturlig at enhver ønsket økning i løsningseffekt møter noen fysiske begrensninger. Tror ikke at posisjoneringsnøyaktigheten for 7,2 grader. Motoren i mikrostep-modus er ikke dårligere enn nøyaktigheten på 1,8 grader. motor.

Følgende fysiske begrensninger er et hinder:

• dreiemomentforhøyelsen, avhengig av rotasjonsvinkelen på 7,2 graders motor, er fire ganger så flat som den nåværende 1,8-graders motor. På grunn av virkningen av friksjonens øyeblikk eller momentets treghet, vil posisjoneringsnøyaktigheten bli verre
• som det vil bli vist nedenfor, hvis det er friksjon i systemet, da på grunn av utseendet av døde soner, vil posisjoneringsnøyaktigheten bli begrenset
• De fleste kommersielle motorer har ikke en presisjonsdesign, og forholdet mellom dreiemomentet og rotasjonsvinkelen til rotoren er ikke akkurat sinusformet. Som et resultat vil forholdet mellom fasen av den sinusformede tilførselsstrøm og rotasjonsvinkelen for akselen være ikke-lineær. Som et resultat vil rotoren av motoren nøyaktig passere posisjonene til hvert trinn og et halvt trinn, og mellom disse stillingene vil det være ganske betydelige avvik

Disse problemene er mest uttalt for motorer med et stort antall poler. Det er imidlertid motorer som er optimalisert for mikrospenning i designfasen. Stengene til rotoren og statoren til slike motorer er mindre utprøvde på grunn av tennens skråform.

En annen kilde til posisjoneringsfeil er DAC-kvantiseringsfeilen, som brukes til å generere fasestrømmer. Faktum er at strømmen må formes i henhold til sinusformet lov, for å minimere feilen, bør den lineære DAC derfor ha en økt bitkapasitet. Det er spesialiserte drivere med innebygd, ikke-lineær DAC, som lar deg umiddelbart få sinusfunksjon. Et eksempel er den faste driver A3955 Allegro, som har en innebygd 3-bits DAC, som gir de følgende faser av den aktuelle verdi: 100%, 92,4%, 83,1%, 70,7%, 55,5%, 38,2%, 19,5%, 0%. Dette gjør at du kan arbeide i mikropunktmodus med en trinnstørrelse på 1/8, mens feilen ved å stille inn fasestrømmen ikke overstiger 2%. I tillegg har denne sjåføren muligheten til å kontrollere hastigheten på forfall av motorviklingsstrømmen under drift, noe som gjør det mulig å finjustere føreren for en bestemt motor for å oppnå den minste posisjoneringsfeilen.

Selv om DAC nøyaktig dannet en sinusformet referansespenning, må den forsterkes og forvandles til en sinusformet strøm av viklingene. Mange drivere har en betydelig ikke-lineæritet nær null nåværende verdi, noe som forårsaker betydelig forvrengning av formen og som et resultat betydelige posisjoneringsfeil. Hvis du bruker høy kvalitet drivere, for eksempel PBM3960 og PBL3771 fra Ericsson, er feilen som er forbundet med driveren forsinket liten sammenlignet med motorfeilen.

Noen ganger gir stepper motorstyringer deg muligheten til å justere formen på utgangssignalet ved å legge til eller trekke sin tredje harmoniske fra sinusen. Denne justeringen må imidlertid utføres individuelt for en bestemt motor, hvis egenskaper skal måles før det.

På grunn av disse begrensningene brukes mikrospormodusen hovedsakelig for å sikre jevn rotasjon (spesielt ved svært lave hastigheter) for å eliminere støy og resonansfenomener. Microstepping-modusen kan også redusere tiden som kreves for å etablere et mekanisk system, da det i motsetning til fullstegsmodus ikke er utslipp og svingninger. I de fleste tilfeller kan imidlertid ikke nøyaktig plassering i mikropunktmodus garanteres for konvensjonelle motorer.

Sinusformet fase strøm kan gis ved hjelp av spesielle drivere. Noen av dem, for eksempel A3955, A3957 fra Allegro, inneholder allerede en DAC og krever bare digitale koder for en mikrokontroller. Andre, for eksempel L6506, L298 fra SGS-Thomson, krever eksterne sinusformede referansespenninger som må genereres av mikrokontrolleren ved hjelp av DACs. Det må sies at for mange bihuler ikke fører til en økning i posisjoneringsnøyaktigheten, siden feilen som er forbundet med ufullkommenheten til motorstolpens geometri, begynner å dominere. Videre bør lesningene i dette tilfellet følge med en høyfrekvens, noe som er et problem i programmeringsformasjonen. Når du arbeider med høye hastigheter, kan oppløsningen av DACene reduseres. Videre anbefales det ved svært høye hastigheter å operere i vanlig full-trinns modus, da kontrollen av det harmoniske signalet mister sine fordeler. Dette skyldes det faktum at viklingene til motoren er henholdsvis induktans, en hvilken som helst bestemt drivkrets med en bestemt tilførselsspenning gir en viss bestemt maksimal hastighet for strømstigning. Derfor, som frekvensen øker, begynner det nåværende skjemaet å avvike fra sinusformet og ved meget høye frekvenser blir trekantet.

Avhengigheten av øyeblikket på hastigheten, effekten av lasten

Øyeblikket skapt av trinnmotor er avhengig av flere faktorer:

• hastighet
• nåværende i viklinger
• førerkretser

På fig. 14a viser avhengigheten av øyeblikket på rotorens rotasjonsvinkel.

Fig. 14. Utseendet til døde soner som et resultat av virkningen av friksjon.

I en ideell trinnmotor er denne avhengigheten sinusformet. Poengene S er likevektsposisjonene til rotoren for den lastede motoren og svarer til flere påfølgende trinn. Hvis et eksternt dreiemoment påføres motorakslen, som er mindre enn retensjonsmomentet, vil rotasjonsens vinkelstilling endres med en viss vinkel Φ

hvor Φ er vinkelforskjellen,
N er antall motorstrinn per revolusjon,
Ta er eksternt brukt øyeblikk,
Th - øyeblikket av inneslutning.

Vinkelforskjellen på Φ er feilen ved å plassere den lastede motoren. Hvis et dreiemoment høyere enn retensjonsmomentet påføres motorakslen, vil akselen roteres i dette øyeblikk. I denne modusen er rotorposisjonen ukontrollabel.
I praksis er det alltid et eksternt dreiemoment som påføres motoren, om bare fordi motoren må overvinne friksjon. Friksjonskrefter kan deles inn i to kategorier: statisk friksjon eller friksjon av hvile, for å overvinne som krever et konstant dreiemoment og dynamisk friksjon eller viskøs friksjon, som avhenger av hastigheten. La oss vurdere statisk friksjon. Anta at for å overvinne det, kreves et øyeblikk i halvparten av toppen. På fig. 14a, de stiplede linjene indikerer friksjonsmomentet. For rotasjonens rotasjon forblir bare det øyeblikk som gjenstår på grafen utenfor de punkterte linjene. Dette fører til to konklusjoner: Friksjon reduserer dreiemomentet på motorakslen og det er døde soner rundt hver likevektsposisjon på rotoren (figur 14b):

d = 2 (S / (pi / 2)) arcsin (Tf / Th) = (S / (pi / 4)) arcsin (T f / Th)

hvor d er bredden av den døde sonen i radianer,
S er trinnvinkelen i radianer,
Tf er friksjonens øyeblikk,
Th - øyeblikket av inneslutning.

Døde soner begrenser nøyaktigheten av posisjonering. For eksempel er tilstedeværelsen av statisk friksjon i halv fra toppmomentet til motoren i trinn på 90 grader. vil forårsake tilstedeværelse av døde soner i 60 grader. Dette betyr at motorens tonehøyde kan variere fra 30 til 150 grader, avhengig av hvilket punkt i den døde sonen rotoren stopper etter neste trinn.

Tilstedeværelsen av døde soner er svært viktig for mikrostepping. Hvis det for eksempel er døde soner av størrelsesorden d, så beveger et mikrospor mindre enn d rotoren helt. Derfor, for systemer som bruker mikrospor, er det svært viktig å minimere friksjon i hvile.

Når motoren går under belastning, er det alltid noe skifte mellom rotorens vinkelstilling og orienteringen av statormagnetfeltet. Særlig ugunstig er situasjonen når motoren begynner å bremse og lastmomentet er reversert. Det skal bemerkes at forsinkelsen eller forskyvningen bare refererer til stillingen, men ikke til hastigheten. I alle fall, hvis synkronismen til motoren ikke går tapt, kan denne forsinkelsen eller fremgangen ikke overstige verdien av to komplette trinn. Dette er et veldig hyggelig faktum.

Hver gang trinnmotor utfører et trinn roterer rotoren med S-radianer. I dette tilfellet har det minste dreiemoment et sted hvor rotoren er nøyaktig mellom tilstøtende likevektsposisjoner (Figur 15).

Fig. 15. Momentet for opprettholdelse og driftstid for trinnmotor.

Dette øyeblikket kalles arbeidsmoment, det betyr hvilket maksimalt øyeblikk motoren kan overvinne når den roterer med lav hastighet. Med sinusformet avhengighet av vinkelmomentet på rotorens rotasjonsvinkel er dette øyeblikket Tr = Th / (2 0,5). Hvis motoren gjør et trinn med to aktiverte viklinger, er dreiemomentet lik lagringstiden for en spenning med en spenning.

Driftsparametrene basert på trinnmotor er avhengige av belastningsegenskaper. I tillegg til friksjon har den virkelige belastningen tröghet. Inerti hindrer hastighetsendringer. Trinnbelastningen krever at motoren har store øyeblikk ved akselerasjon og retardasjon, og dermed begrenser maksimal akselerasjon. På den annen side øker belastningens inerti stabiliteten i hastigheten.

Denne trinnmotorparameteren, som dreiemoment mot hastighet, er den viktigste når du velger motortype, velger fasekontrollmetoden og velger førerkrets. Ved utforming av høyhastighets stepper motor førere, bør man huske på at motorviklingene er induktans. Denne induktansen bestemmer stigning og falltid for strømmen. Derfor, hvis en rettlinjet spenning påføres viklingen, vil formen på strømmen ikke være rektangulær. Ved lave hastigheter (figur 16a), er stigningen og falltiden for strømmen ikke i stand til å påvirke øyeblikket sterkt, men ved høye hastigheter faller øyeblikket. Dette skyldes at ved høy hastighet har strømmen i motorviklingene ikke tid til å nå nominell verdi (figur 16b).

Fig. 16. Formen på strømmen i motorviklingene ved forskjellige driftshastigheter.

For at øyeblikket skal falle så lavt som mulig, er det nødvendig å gi en høy hastighet av nåværende oppbygging i motorviklingene, som oppnås ved å anvende spesielle kretser for deres tilførsel.

Oppførelsen av øyeblikket med økende frekvens av fasekommutasjon er omtrent dette: Begynn med en viss cutoff-frekvens, øyeblikket faller monotont. Vanligvis for trinnmotor er to kurver av avhengigheten av øyeblikket på hastigheten gitt (figur 17).

Fig. 17. Avhengigheten av øyeblikket på hastighet.

Den indre kurven (startkurven eller inntrekkskurven) viser ved hvilket maksimalt friksjonsmoment for en gitt hastighet en trinnmotor kan bevege seg. Denne kurven krysser hastighetsaksen ved et punkt som kalles maksimal startfrekvens eller frekvensen av akselerasjon. Det bestemmer maksimal hastighet der en lastet motor kan bevege seg. I praksis ligger denne verdien i området 200-500 fulle trinn per sekund. Trinnets treghet påvirker i stor grad utseendet på den indre kurven. Den store trögheten tilsvarer det mindre arealet under kurven. Dette området kalles startområdet. Den ytre kurven (akselerasjonskurven eller uttrekkskurven) viser ved hvilket maksimalt friksjonsmoment som en bestemt hastighet, at trinnmotoren kan understøtte rotasjon uten å savne trinnene. Denne kurven krysser hastighetsaksen ved et punkt som kalles maksimal akselerasjonsfrekvens. Den viser maksimalhastigheten for en gitt motor uten last. Ved måling av maksimal hastighet må man huske på at på grunn av fenomenet resonans, er øyeblikket også null ved resonansfrekvensen. Området som ligger mellom kurvene kalles overklokkingsområdet.

Det skal bemerkes at førerkretsen stort sett påvirker løpet av momenthastighetskurven, men dette problemet vil bli vurdert nedenfor.

For å kunne arbeide med høy hastighet fra akselerasjonsområdet (Fig. 17), er det nødvendig å starte med lav hastighet fra startområdet og deretter utføre akselerasjon. Ved et stopp er det nødvendig å operere i omvendt rekkefølge: Først for å utføre bremsing, og bare inn i startområdet er det mulig å stoppe tilførselen av kontrollpulser. Ellers vil det bli synkroniseringstap og rotorens posisjon vil gå tapt. Bruken av akselerasjon og bremsing kan oppnå betydelig høyere hastigheter - i industrielle applikasjoner brukes hastigheter på opptil 10.000 fulle trinn per sekund. Det skal bemerkes at kontinuerlig drift av steppermotoren ved høy hastighet ikke alltid er mulig på grunn av oppvarming av rotoren. Høyhastighet kan imidlertid brukes kort for posisjonering.

Ved akselerasjon passerer motoren en rekke hastigheter, og dermed med en hastighet er det mulig å møte et ubehagelig fenomen av resonans. For normal akselerasjon er det ønskelig å ha en belastning hvis treghetstrinn er minst lik rotasjonsmomentet. På en losset motor manifesterer fenomenet resonans seg mest sterkt. Detaljer om metodene for å bekjempe dette fenomenet vil bli beskrevet nedenfor.
Ved akselerasjon eller retardasjon er det viktig å velge lov om hastighetsendring og maksimal akselerasjon på riktig måte. Accelereringen må være mindre, jo større er tregheten i lasten. Kriteriet for riktig valg av akselerasjonsmodus er akselerasjonen til ønsket hastighet for en bestemt belastning i minimal tid. I praksis brukes akselerasjon og retardasjon med konstant akselerasjon oftest.

Gjennomføringen av loven ved hvilken akselerasjon eller bremsing av motoren vil bli utført, utføres vanligvis av en programvarestyrt mikrokontroller, da det er mikrokontrolleren som vanligvis er kilden til klokfrekvensen for føreren av steppermotoren. Selv om det tidligere er brukt til dette formål spenningsstyrte generatorer eller programmerbare frekvensdelere. For å generere klokkefrekvensen er det praktisk å bruke en maskinvareutløser, som er tilgjengelig i nesten hvilken som helst mikrokontroller. Når motoren roterer med konstant hastighet, er det nok å laste konstantverdien av repeteringsperioden for trinn (trinnlengde) til timeren. Hvis motoren accelererer eller retarderer, endres denne perioden med hvert nytt trinn. Ved akselerasjon eller retardasjon med konstant akselerasjon må repeteringshastigheten for trinnene endres lineært, tilsvarende må verdien av perioden som skal lastes inn i timeren, variere i henhold til hyperbolisk lov.

For det mest generelle tilfellet er det nødvendig å kjenne avhengigheten av trinnvarigheten på gjeldende hastighet. Antall trinn som motoren utfører under akselerasjon i tiden t er:

N = 1 / 2At 2 + Vt, hvor N er antall trinn, t er tiden, V er hastigheten uttrykt i trinn per tidsenhet, A er akselerasjonen uttrykt i trinn divideres med tiden i firkant.

For ett trinn N = 1, så er trinnlengden t₁ = T = (-V + (V2 + 2A) 0,5) / A

Som et resultat av trinnet blir hastigheten Vnew = (V 2 + 2A) 0,5

Beregninger ved hjelp av de ovennevnte formlene er ganske arbeidsomme og krever betydelig CPU-tid. Samtidig lar de deg endre verdien av akselerasjon når som helst. Beregninger kan forenkles sterkt hvis du trenger konstant akselerasjon under akselerasjon og retardasjon. I dette tilfellet kan du registrere avhengigheten av trinnlengden på akselerasjonstiden:
V = V₀+At, hvor V er den aktuelle hastigheten, V₀ - Starthastighet (minimumshastighet som akselerasjon starter), A-akselerasjon;
1 / T = 1 / T₀+Ved, hvor T er trinnlengden, T₀ - første trinnlengde, t - nåværende tid;

Beregninger med denne formelen er mye enklere, men for å endre verdien av akselerasjon, er det nødvendig å stoppe motoren.

Stepping motorer har en uønsket effekt, kalt resonans. Effekten manifesterer seg i form av en plutselig nedgang i dreiemoment ved bestemte hastigheter. Dette kan føre til å hoppe over trinn og tap av synkronisering. Effekten manifesteres når trinnfrekvensen faller sammen med resonansfrekvensen til motorrotoren.

Når motoren gjør et skritt, blir rotoren ikke umiddelbart satt til en ny posisjon, men utfører dempede svingninger. Poenget er at det rotormagnetiske feltstator-systemet kan betraktes som en fjærpumpe hvis oscillasjonsfrekvens er avhengig av rotasjonsmomentet (pluss belastninger) og magneten av magnetfeltet. På grunn av den komplekse konfigurasjonen av magnetfeltet avhenger rotasjonsresonansfrekvensen av oscillasjonens amplitude. Når amplituden minker, øker frekvensen, nærmer seg lavamplitudfrekvensen, som lettere kvantifiseres. Denne frekvensen avhenger av stigningsvinkelen og forholdet mellom holdemomentet og rotasjonsmomentets moment. En lengre ventetid og et mindre moment av treghet fører til en økning i resonansfrekvensen.
Resonansfrekvensen beregnes med formelen:

hvor F₀ - resonansfrekvens,
N er antall komplette trinn per revolusjon,
T_H - Holdetid for kontrollmetoden som brukes og fasestrømmen,
J_R - rotasjonsmomentet i rotoren,
J_L Moment av inerti av lasten.

Det skal bemerkes at resonansfrekvensen bestemmer momentet for den faktiske rotoren til motoren pluss tröghetsmomentet for lasten som er forbundet med motorakslen. Derfor er resonansfrekvensen til rotoren til en lastet motor, som noen ganger er gitt blant parametrene, av liten praktisk verdi, da en last som er koblet til motoren, vil endre denne frekvensen.
I praksis fører resonanseffekten til vanskeligheter ved drift ved en frekvens nær resonans. Øyeblikket ved resonansfrekvensen er null og uten å ta spesielle tiltak, kan trinnmotoren ikke passere resonansfrekvensen under akselerasjon. Under alle omstendigheter kan fenomenet resonans forverre nøyaktigheten av stasjonen.

I systemer med lav demping er det fare for å miste trinn eller øke støy når motoren går nær resonansfrekvensen. I noen tilfeller kan det oppstå problemer på harmoniske grunnfrekvenser.

Når mikrostoppmodus ikke benyttes, er hovedårsaken til oscillasjonens utseende rotorens intermittente rotasjon. Når trinnet er implementert, impulseres litt energi av pumpehjulet. Denne pushen veksler fluktuasjoner. Energien som kommuniseres til rotoren i en halv-trinns modus er omtrent 30% av energien til hele trinnet. Derfor, i halv-trinns modus, er amplitude av svingningene mye mindre. I microstep-modusen med en tonehøyde på 1/32 av grunntrinnet, rapporteres bare ca. 0,1% av den totale trinnsenergien for hvert mikrosprang. Derfor, i mikrostep-modusen, er resonansfenomenet nesten umerkelig.

Ulike metoder kan brukes til å bekjempe resonans. For eksempel bruk av elastiske materialer ved å utføre mekaniske koblinger med lasten. Det elastiske materialet fremmer opptaket av energi i resonanssystemet, noe som fører til demping av parasittiske svingninger. En annen måte er å bruke viskøs friksjon. Spesielle demper produseres, hvor en metallplate kan rotere inne i en hul sylinder fylt med et viskøst silikon smøremiddel. Når dette systemet roterer med akselerasjon, opplever disken viskøs friksjon, som effektivt dampsystemer systemet.

Det er elektriske metoder for å bekjempe resonans. Den oscillerende rotoren fører til utseendet i statorviklingene til EMF. Hvis viklingene, som ikke brukes i dette trinnet, blir kortsluttet, vil dette resultere i demping av resonansen.

Og til slutt er det metoder for å bekjempe resonans på nivået av algoritmen til føreren. For eksempel kan du bruke det faktum at resonansfrekvensen ved arbeid med to faser er ca. 20% høyere enn med en fase inkludert. Hvis resonansfrekvensen er nettopp kjent, kan den bestås ved å endre driftsmodus.

Hvis det er mulig, når du starter og stopper, må du bruke frekvenser over resonans. Ved å øke rotasjonsbelastningssentralet reduseres resonansfrekvensen.

Imidlertid er det mest effektive tiltaket for å bekjempe resonans bruk av microstep-modusen.

Hva skal han mate med?

For å levere en konvensjonell likestrømsmotor er det bare nødvendig med en konstant spenningskilde, og de nødvendige viklingskommutasjonene utføres av oppsamleren. Med en stepper motor er tingene mer kompliserte. Alle eksternaliteter må utføres av en ekstern kontroller. I dag er i rundt 95% av tilfellene mikrokontrollere brukt til å kontrollere steppermotorer. I det enkleste tilfellet, for å styre en stepper motor i full-trinns modus, er det bare nødvendig med to signaler, skiftet i fase med 90 grader. Rotasjonsretningen avhenger av hvilken fase som ligger foran. Hastigheten bestemmes av pulsrepetisjonen. I halv-trinns modus er alt noe mer komplisert og krever minst 4 signaler. Alle signalene til trinnmotorstyringen kan genereres programmatisk, men dette vil føre til en stor belastning av mikrokontrolleren. Derfor brukes spesielle sjetonger av stepper motordrivere ofte, noe som reduserer antallet dynamiske signaler som kreves fra prosessoren. Vanligvis krever disse sjetongene en klokkefrekvens som er repetisjonen av trinn og et statisk signal som setter retningen. Noen ganger er det fortsatt et signal for å slå på halvtrinnsmodus. For mikrokretser av drivere som opererer i microstep-modus, er det nødvendig med flere signaler. Et vanlig tilfelle er når de nødvendige sekvenser av fasekontrollsignaler genereres ved bruk av en enkeltbrikke, og de nødvendige fasestrømmer er tilveiebrakt av en annen brikke. Selv om det nylig er flere og flere drivere som implementerer alle funksjonene i en chip.

Kraften som kreves fra føreren, avhenger av motorstørrelsen og utgjør en brøkdel av en watt for små motorer og opptil 10-20 watt for store motorer. Det maksimale nivået på strømfordeling er begrenset av oppvarming av motoren. Maksimal driftstemperatur er vanligvis indikert av produsenten, men du kan anta at normal temperatur er 90 grader. Derfor er det nødvendig å iverksette tiltak som unngår berøring av motorhuset av vedlikeholdspersonalet ved utforming av innretninger med trinnmotorer som kjører kontinuerlig ved maksimal strøm. I noen tilfeller er det mulig å bruke kjøle radiator. Noen ganger gir dette deg mulighet til å bruke en mindre motor og oppnå bedre strøm / kostnad.

For en gitt trinnmotorstørrelse er plassen opptatt av viklingene begrenset. Derfor er det svært viktig å designe sjåføren slik at disse svingete parametrene gir den beste effektiviteten.

Førerkretsen må utføre tre hovedoppgaver:

• har muligheten til å slå på og av strømmen i viklingene, samt endre retningen
• opprettholde gjeldende settpunkt
• For å sikre så raskt som mulig en stigning og fall av gjeldende for gode fartskarakteristikker

Metoder for å endre strømretningen

Når en stepper motor brukes, er det nødvendig å endre retningen av magnetfeltet uavhengig av hver fase. Forandringen i retning av magnetfeltet kan utføres på forskjellige måter. I unipolare motorer har viklinger en gren fra midten eller det er to separate viklinger for hver fase. Magnetfeltets retning endres ved å bytte halvparten av viklingene eller hele viklingene. I dette tilfellet er det kun nødvendig med to enkle nøkler A og B for hver fase (figur 18).

Fig. 18. Fôring av unipolar motorvikling.

I bipolare motorer reverseres retningen ved å reversere viklingsledningene. For en slik polaritet reversering er en full H-bro nødvendig (figur 19). Nøkkeladministrasjon i begge tilfeller skal implementeres av en logisk ordning som implementerer den nødvendige operasjonsalgoritmen. Det antas at strømforsyningen til kretsene har en nominell spenning for motorviklingene.

Fig. 19. Strømforsyning av den bipolare motorviklingen.

Dette er den enkleste måten å kontrollere vindens strøm, og det vil senere bli vist, det begrenser kraftig motorens egenskaper. Det skal bemerkes at når H-brotransistorene er separat styrt, er situasjoner mulige der strømforsyningen er kortsluttet med nøkler. Derfor må logikkstyringssystemet bygges på en slik måte at man unngår denne situasjonen selv i tilfelle feil i kontrollerende mikrokontroller.

Motorens viklinger representerer en induktans, noe som betyr at strømmen ikke kan øke på ubestemt tid eller falle uendelig raskt uten å tiltrekke en uendelig potensiell forskjell. Når viklingen er koblet til strømforsyningen, vil strømmen øke med en viss hastighet, og når viklingen slår av, vil spenningen skje ut. Denne bølgen kan skade nøkler, som bruker bipolare eller felt effekt transistorer. For å begrense denne utgivelsen, er spesielle beskyttelseskjeder installert. Diagrammene i fig. 18 og 19, er disse kjedene dannet av dioder, kondensatorer eller en kombinasjon av dem med dioder brukes mye mindre ofte. Bruk av kondensatorer forårsaker utseendet av en elektrisk resonans, noe som kan føre til at dreiemomentet øker med en viss hastighet. På fig. 18 det tok 4 dioder på grunn av at halvdelene av de unipolare motorviklingene er plassert på den felles kjernen og sterkt sammenkoblet. De fungerer som en autotransformer og utslipp forekommer på terminaler av begge viklinger. Hvis MOS-transistorer brukes som nøkler, er bare to eksterne dioder tilstrekkelig, siden de allerede har dioder inni. I integrerte kretser som inneholder kraftige utgangstrinn med en åpen kollektor, er det ofte slike dioder. I tillegg har noen sjetonger, for eksempel ULN2003, ULN2803 og lignende, begge beskyttelsesdioder inne for hver transistor. Det skal bemerkes at ved bruk av høyhastighetsnøkler kreves dioder med tilsvarende hastighet. Ved bruk av sakte dioder er det nødvendig å sende dem etter små kondensatorer.

For å justere dreiemomentet, er det nødvendig å regulere strømmen i viklingene. Under alle omstendigheter må strømmen være begrenset til å ikke overstige den spredte effekten ved den ohmiske motstanden til viklingene. Videre er det i en halv-trinns modus fortsatt nødvendig på visse øyeblikk å gi nullverdien av strømmen i viklingene, og i mikrosignalmodusen er det nødvendig å sette forskjellige verdier av strømmen.

For hver motor angir produsenten den nominelle driftsspenningen til viklingene. Derfor er den enkleste måten å koble vindingene, å bruke en konstant spenningskilde. I dette tilfellet er strømmen begrenset av vindens ohmiske motstand og spenningen til strømkilden (figur 20a), slik at denne tilførselsmetoden kalles L / R-effekt. Strømmen i viklingen øker eksponentielt med en hastighet bestemt av induktansen, den aktive motstanden til viklingen og den påførte spenningen. Når frekvensen økes, når strømmen ikke nominell verdi og øyeblikket faller. Derfor er denne metoden for strømforsyning bare egnet for drift ved lave hastigheter og brukes kun i praksis for lavmotoriske motorer.

Fig. 20. Tilførsel av vikling med nominell spenning (a) og bruk av en begrensningsmotstand (b).

Ved drift med høye hastigheter, er det nødvendig å øke hastigheten på nåværende økning i viklingene, noe som er mulig ved å øke spenningen til strømkilden. I dette tilfellet må den maksimale viklingsstrømmen begrenses ved hjelp av en ekstra motstand. For eksempel, hvis spenningen er 5 ganger høyere enn nominell spenning, er det nødvendig med en ytterligere motstand slik at totalmotstanden er 5R, hvor R er den ohmiske motstanden til viklingen (L / 5R-effekt). Denne tilførselsmetoden gir en raskere strømstigning og som en konsekvens et større øyeblikk (figur 20b). Imidlertid har den en betydelig ulempe: ytterligere strøm sprer seg på motstanden. De store dimensjonene av de kraftige motstandene, behovet for varmeavledning og den økte effekten av strømforsyningen - alt dette gjør denne metoden ineffektiv og begrenser omfanget av applikasjonen til små motorer på 1 til 2 watt. Det må sies at parametrene til steppermotorer, som ble henvist av produsentene, var spesielt knyttet til denne næringsmetoden før begynnelsen av 1980-tallet.

En enda raskere gjeldende oppbygging kan oppnås ved å bruke en strømgenerator for å drive motoren. Den nåværende oppbyggingen vil skje lineært, dette vil gjøre det mulig å nå merkestrømmen raskere. Videre kan et par kraftige motstander koste mer enn et par kraftige transistorer sammen med radiatorer. Men som i det forrige tilfellet, vil den nåværende generatoren forsvinne ytterligere strøm, noe som gjør dette strømforløpet ineffektivt.

Det er en annen løsning som gir en høy stigning i strømmer og lave strømforlengelser. Den er basert på bruk av to strømkilder.

Fig. 21. Strømforsyning av motorviklingen med trinnspenning.

Ved begynnelsen av hvert trinn er kortsiktige viklinger koblet til en høyspenningskilde som sikrer en rask økning i strømmen (figur 21). Deretter minker forsyningsspenningen til viklingene (tid t₁ i fig. 21). Ulempen med denne metoden er behovet for to brytere, to strømforsyninger og et mer komplekst kontrollskjema. I systemer hvor slike kilder allerede finnes, kan metoden være ganske billig. En annen vanskelighet er umuligheten av å bestemme tiden t₁ for det generelle tilfellet. For en motor med en mindre induktans av viklingene er den nåværende stigningshastigheten høyere og for en fast t₁ gjennomsnittlig strøm kan være høyere enn nominell strøm, noe som kan føre til overoppheting av motoren.

En annen metode for å stabilisere strømmen i motorviklingene er nøkkelen (pulsbredde) regulering. Moderne drivere av steppermotorer bruker denne metoden. Nøkkelstabilisatoren gir en høy grad av nåværende økning i viklingene, sammen med enkelheten i reguleringen og svært lave tap. En annen fordel ved kretsen med en nøkkelstrømsstabilisering er at den opprettholder motorens momentkonstant, uavhengig av forsyningsspenningsfluktuasjonene. Dette gjør at du kan bruke enkle og billige ustabiliserte strømforsyninger.

For å sikre en høy grad av strømstigning er strømforsyningsspenningen flere ganger høyere enn nominell spenning. Ved å justere pulsbredden holdes den gjennomsnittlige spenningen og strømmen på nominelt nivå for viklingen. Vedlikehold gjøres som følge av tilbakemelding. Motstanden - gjeldende sensor R (figur 22a) er koplet i serie med viklingen. Spenningsfallet over denne motstanden er proporsjonalt med strømmen i viklingen. Når strømmen når den innstilte verdien, slår nøkkelen av, noe som fører til at strømmen faller. Når strømmen faller til den nedre terskelen, er nøkkelen slått på igjen. Denne prosessen gjentas med jevne mellomrom, og holder den gjennomsnittlige strømmen konstant.

Fig. 22. Ulike ordninger for nøkkelstrømsstabilisering.

Ved å kontrollere verdien av Uref, er det mulig å regulere fasestrømmen for eksempel å øke den under akselerasjon og retardasjon og å redusere ved konstant hastighet. Du kan også spesifisere det ved å bruke en DAC i form av en sinusbølge, og implementerer dermed en mikro-trinnmodus. Denne måten å kontrollere nøkkeltransistoren gir en konstant mengde av nåværende krusninger i viklingen, som bestemmes av hysterese av komparatoren. Omkoblingsfrekvensen vil imidlertid avhenge av forandringshastigheten for strømmen i viklingen, særlig på induktansen og på forsyningsspenningen. I tillegg kan to slike kretser som leverer ulike faser av motoren, ikke synkroniseres, noe som kan forårsake ytterligere forstyrrelser.

Kretsen med konstant byttefrekvens er fri for disse manglene (figur 22b). Nøkkeltransistoren styres av en trigger, som er satt av en spesiell generator. Når avtrekkeren er innstilt, åpner nøkkeltransistoren og fasestrømmen begynner å stige. Sammen med det øker spenningsfallet på gjeldende sensor også. Når den når referansespenningen, bytter komparatoren, tilbakestiller avtrekkeren. Nøkkeltransistoren er slått av og fasestrømmen begynner å falle til utløseren er installert på nytt av generatoren. Denne kretsen gir en konstant byttefrekvens, men den nåværende krusningsverdien vil ikke være konstant. Generatorfrekvensen er vanligvis valgt minst 20 kHz, slik at motoren ikke oppretter lydlyd. Samtidig kan for høye byttefrekvens føre til økte tap i kjernen til motoren og et tap i koblingstransistorene. Selv om tap i kjernen med økende frekvens ikke vokser så fort som amplituden av nåværende krusning minker med økende frekvens. Pulseringer i størrelsesorden 10% av gjennomsnittlig nåverdi gir vanligvis ikke problemer med tap.

En slik ordning er implementert inne i L297-brikken fra SGS-Thomson, hvor bruken minsker antall eksterne komponenter. Nøkkelreguleringen er realisert av andre spesialiserte mikrokretser.

Fig. 23. Formen på strømmen i motorviklingene for forskjellige måter å mate på.

På fig. 23 viser formen av strømmen i motorviklingene for de tre forsyningsmodusene. Den beste metoden i øyeblikks betydning er nøkkelmetoden. I tillegg gir den høy effektivitet, og lar deg bare justere mengden strøm.

Rask og sakte nåværende forfall

På fig. 19 ble nøkkelkonfigurasjonene i H-broen vist for å inkludere forskjellige nåværende retninger i viklingen. For å slå av strømmen, kan du slå av alle H-bro-tastene eller la en tast på (Figur 24). Disse to situasjonene varierer i hastigheten av nåværende forfall i viklingen. Etter at spolen er koblet fra strømforsyningen, kan strømmen ikke stoppes umiddelbart. Det er en egeninduksjon av EMF, som har motsatt retning til strømkilden. Når du bruker transistorer som nøkler, er det nødvendig å bruke shunt-dioder for å sikre ledningsevne i begge retninger. Endringshastigheten for strømmen i induktoren er proporsjonal med den påførte spenningen. Dette gjelder både for dagens vekst og for forfall. Kun i det første tilfellet er kilden til energi strømkilden, og i den andre gir induktansen seg selv den lagrede energien. Denne prosessen kan oppstå under forskjellige forhold.

Fig. 24. Langsom og rask nåværende forfall.

På fig. 24a viser statusen til H-bronøklene når viklingen er på. Tastene A og D er slått på, retningen av strømmen er indikert med en pil. På fig. 24b viklingen er slått av, men tasten A er på. EMF for selvinduktansen er kortsluttet gjennom denne nøkkelen og dioden VD3. På dette tidspunktet vil viklingens terminaler ha en liten spenning lik en direkte dråpe på dioden pluss en dråpe på nøkkelen (metningsspenning på transistoren). Siden spenningen ved viklingene er liten, vil strømningsendringen være liten. Følgelig vil reduksjonen av magnetfeltet også være liten. Og det betyr at statoren i motoren vil skape et magnetfelt, som på dette tidspunktet ikke burde være. På den roterende rotoren vil dette feltet ha en retarderende effekt. Ved høye motorhastigheter kan denne effekten forstyrre normal drift av motoren. En rask strømfall ved nedleggelse er svært viktig for høyhastighetsregulatorer som opererer i en halv-trinns modus.

En annen måte å slå av viklingsstrømmen er også mulig når alle tastene til H-broen er åpnet (figur 24c). Samtidig er selv-induktans-EMF kortsluttet via diodene VD2, VD3 til strømforsyningen. Dette betyr at under den nåværende nedgangen på viklingen vil det være en spenning lik summen av spenningen til strømkilden og direkte fallet på de to diodene. I sammenligning med det første tilfellet er dette en mye større spenning. Følgelig vil forfallet av nåværende og magnetfelt bli raskere. Denne løsningen, som bruker strømforsyningsspenningen for å akselerere dagens forfall, er den enkleste, men ikke den eneste. Det skal bemerkes at i noen tilfeller kan kilden til kraft ha utslipp, for undertrykking som du trenger spesielle spjeldkjeder. Det spiller ingen rolle hvor høy spenning opprettholdes på viklingen under dagens forfall. For å gjøre dette kan du bruke zener dioder eller varistorer. Imidlertid vil disse elementene utløse tilleggskraft, som i det første tilfellet ble gitt tilbake til strømkilden.

For en unipolar motor er situasjonen mer komplisert. Faktum er at halvdelene av viklingen eller to separate viklinger av en fase er sterkt sammenkoblet. Som et resultat av denne forbindelsen vil det oppstå en høy amplitude-utslipp ved avslutningstransistoren. Derfor må transistorene være beskyttet av spesielle kjeder. Disse kjedene for å sikre en rask strømfall bør gi en ganske høy spenningsbegrensning. Ofte brukes dioder sammen med zener dioder eller varistorer. En av måtene for kretsimplementering er vist i fig. 25.

Fig. 25. Et eksempel på implementering av en rask nåværende nedgang for en unipolær motor.

Med en nøkkelkontroll avhenger størrelsen på den nåværende krusningen av hastigheten på dens forfall. Ulike varianter er mulige her.

Hvis viklingen er kortsluttet med en diode, vil det oppstå et sakte strømforfall. Dette fører til en reduksjon i amplituden til nåværende krusning, noe som er svært ønskelig, spesielt når motoren går i mikrostrip-modus. For et gitt krusningsnivå muliggjør en sakte strømdråpe drift ved lavere PWM-frekvenser, noe som reduserer oppvarming av motoren. Av disse årsakene er nedbremsing av nåværende mye brukt. Det er imidlertid flere grunner til som en langsom strømøkning ikke alltid er optimal: for det første, på grunn av den negative tilbake EMF, på grunn av den lille spenning over viklingen i den løpende forråtnelse, kan den virkelige gjennomsnittlige strøm viklingen skal blåses opp; For det andre, når det er påkrevd å kraftig redusere fasestrømmen (for eksempel i en halv-trinns modus), vil en langsom nedgang ikke tillate det å bli gjort raskt; For det tredje, når det er nødvendig å angi en meget lav fase nåværende verdi, kan reguleringen bli forstyrret på grunn av at det foreligger en begrensning på minstekontrollen på nøklene.

Den høye hastigheten av nåværende forfall, som realiseres ved å lukke viklingen til strømkilden, fører til økte pulseringer. Samtidig elimineres manglene i det sakte forfallet av strømmen. Imidlertid er nøyaktigheten av å opprettholde gjennomsnittsstrømmen mindre, og mer tap.

De mest avanserte sjåførspillene har muligheten til å justere hastigheten på nåværende forfall.

Praktisk implementering av drivere

Føreren av trinnmotor må løse to hovedoppgaver: dannelsen av nødvendige tidssekvenser av signaler og tilveiebringelse av nødvendig strøm i viklingene. I integrerte implementeringer, noen ganger utføres disse oppgavene av forskjellige mikrokretser. Et eksempel er brikkesettet L297 og L298 fra SGS-Thomson. L297-brikken inneholder tidssekvensgenereringslogikk, og L298 er en kraftig dual H-bro. Dessverre er det noen forvirring i terminologien om lignende chips. Begrepet "sjåfør" brukes ofte på mange sjetonger, selv om funksjonene er svært forskjellige. En ny logikkfil kalles "oversettere". I denne artikkelen vil følgende terminologi bli brukt: "controller" - en chip som er ansvarlig for dannelsen av tidssekvenser; "Driver" er en kraftig krets for å levere motorviklingene. Imidlertid kan uttrykkene "driver" og "controller" også betegne en komplett stepper motor kontroll enhet. Det skal bemerkes at i nyere tid er kontrolleren og sjåføren i stadig større grad kombinert i en chip.

I praksis kan du uten spesialiserte mikrokretser. For eksempel kan alle funksjonene til kontrolleren implementeres programmatisk, og som en driver for å anvende et sett med diskrete transistorer. Imidlertid vil mikrokontrolleren være tungt lastet, og førerkretsen kan vise seg å være tungvint. Til tross for dette, vil en slik beslutning i noen tilfeller være økonomisk levedyktig.
Den enkleste driveren er nødvendig for å kontrollere de unipolare motorviklingene. For dette formål er de enkleste nøklene egnet, i hvilken kvalitet bipolare eller felt-effekt transistorer kan benyttes. Kraftige MOS transistorer styrt av et logisk nivå, som IRLZ34, IRLZ44, IRL540, er ganske effektive. De har en åpen motstand mindre enn 0,1 ohm og en tillatt strøm i størrelsesorden 30A. Disse transistorene har henholdsvis hemmelige analoger KP723G, KP727V og KP746G. Det er også spesielle IC-er som inneholder flere kraftige transistornøkler inni. Et eksempel er den faste brikken ULN2003 Allegro (vår analog K1109KT23) som inneholder 7 av nøkler med en maksimal strømstyrke på 0,5 A. Skjematisk diagram av en celle av brikken som er vist i fig. 26.

Fig. 26. Skjematisk diagram av en celle i brikken ULN2003.

Lignende sjetonger er produsert av mange selskaper. Det bør bemerkes at disse enheter er ikke bare egnet for effekttrinnmotor viklinger, men også for alle andre strømbelastning. I tillegg til enkle driver ICs, er det også mer komplekse anordninger som omfatter en innebygget kontroller, PWM-regulering av strømstyrke og DAC for microstepping modus.

Som nevnt tidligere er det nødvendig med mer kompliserte kretser, for eksempel H-broer, for å kontrollere bipolare motorer. Slike kretser kan også implementeres på diskrete elementer, men nylig blir de i større grad implementert på integrerte kretser. Et eksempel på en diskret implementering er vist i fig. 27.

Fig. 27. Implementering av brodriveren på diskrete komponenter.

Denne H-broen styres av to signaler, slik at den ikke tillater å gi alle mulige kombinasjoner. Svingingen er aktivert når nivåene på inngangene er forskjellige og kortslutt når nivåene er de samme. Dette gjør at du kun får en sakte strømfall (dynamisk bremsing). Brodrivere i den integrerte versjonen er produsert av mange selskaper. Et eksempel er L293 (KR1128TT3A) og L298 fra SGS-Thomson.

Inntil nylig ble et stort antall mikrokretser for styring av steppermotoren produsert av Ericsson. Men 11. juni 1999 overførte hun produksjonen av sine industrielle mikrokredsløfter til New Japan Radio Company (New JRC). I dette tilfellet ble betegnelsene til mikrokretsene nevnt med PBLxxxx på NJMxxxx.

Både enkle nøkler og H-broer kan utgjøre en del av en nøkkelstrømsstabilisator. Nøkkeladministrasjonsordningen kan utføres på diskrete komponenter eller i form av en spesialisert mikrokrets. En ganske populær chip som implementerer PWM nåværende stabilisering er L297 fra SGS-Thomson. Sammen med brodriverbrikken L293 eller L298 danner de et komplett kontrollsystem for trinnmotoren (figur 28).

Fig. 28. Typisk skjema for inkludering av L297 og L298N-sjetonger.

Mikrokretsen L297 sterkt losser styremikro fordi det bare er nødvendig klokkefrekvensen for klokken (frekvenstrinn regelmessighet) og flere statiske signaler: DIRECTION - retning (signal internt synkronisert for å skifte til enhver tid), halv / hel - polushagovy / total taktsdrift, RESET - angir den fase i den opprinnelige tilstand (ABCD = 0101), ENABLE - tillater operasjonskrets, Vref - en referansespenning som setter toppstrømverdi når den PWM-kontroll. I tillegg er det flere tilleggssignaler. KONTROLL-signalet setter PWM-regulatorens driftsmodus. På sitt lave nivå forekommer PWM regulering ved utgangene INH1, INH2 og ved høy - ved utgangene ABCD. SYNC er utgangen av den interne PWM-klokken. Den tjener til å synkronisere arbeidet til flere mikrokredsløfter. Den kan også brukes som en inngang når den er klokket fra en ekstern generator. HOME - startposisjonssignal (ABCD = 0101). Det brukes til å synkronisere bytte av HALF / FULL-modus. Avhengig av tidspunktet for overgang til full-trinns modus, kan brikken fungere i modus med en fase slått på eller med to faser slått på.

En nøkkelregulering er realisert av mange andre mikrokretser. Noen brikker har disse eller andre funksjoner, for eksempel National Semiconductor selskap LMD18T245 driver ikke krever bruk av en ekstern strømsensor, siden det er implementert i en enkelt tast basert på MOSFET cellen.

Noen mikrokredsløfter er designet spesielt for mikrostripsoperasjoner. Et eksempel er A3955-brikken fra Allegro. Den har en innebygd 3-biters ikke-lineær DAC for å spesifisere fasestrømmen som varierer i henhold til sinusformet lov.

Fig. 29. Nåværende og rotorforskyvningsvektor.

Fordelingen av rotoren avhengig av fasestrømmene som genereres av denne 3-bit DAC er vist i fig. 29. A3972 har en innebygd 6-bit lineær DAC.

Velg drivertype

Maksimalt dreiemoment og kraft som en stepper motor kan gi på akselen, avhenger av motorens størrelse, kjøleforhold, driftsmodus (drifts / pauseforhold), motorviklingsparametere og hvilken type driver som brukes. Den type føreren som brukes, påvirker kraftig kraften på motorakslen. Med samme spenningsevne gir sjåføren med pulserende strømstyrke en momentøkning med noen hastigheter opptil 5 til 6 ganger, sammenlignet med tilførsel av viklinger med nominell spenning. Dette utvider også rekkevidden av tillatte hastigheter.

Teknologien til stasjoner basert på steppermotorer utvikler seg kontinuerlig. Utviklingen er rettet mot å oppnå det største øyeblikket på akselen med minimal motordimensjon, bred hastighet, høy effektivitet og forbedret nøyaktighet. En viktig kobling i denne teknologien er bruken av en microstepping-modus.

I praksis er utviklingstiden til en stasjon basert på en stepper motor også viktig. Utviklingen av en spesialisert design for hver enkelt sak krever betydelig tid. Fra dette synspunkt er det å foretrekke å anvende universelle kontrollsystemer basert på PWM nåværende stabilisering, til tross for deres høyere kostnad.

Et praktisk eksempel på en stepper motor kontroller basert på AVR familie mikrokontrolleren

Til tross for det faktum at det for tiden er et stort antall spesialiserte mikrokretser for styring av steppermotorer, kan du i noen tilfeller gjøre det uten dem. Når det ikke stilles altfor strenge krav, kan kontrolleren implementeres helt programmatisk. Samtidig er kostnaden for en slik kontroller veldig lav.

Den foreslåtte regulatoren er konstruert for å styre en unipolar stepper motor med en gjennomsnittlig strøm for hver vikling opp til 2,5A. Kontrolleren kan brukes med vanlige stepper motorer som DShI-200-1, -2, -3. Det kan også brukes til å kontrollere mindre kraftige motorer, som de som pleide å plassere hodene i 5-tommers stasjoner. I dette tilfellet kan kretsen forenkles ved å unngå parallell innføring av nøkkeltransistorer og fra nøkkelstabilisering av strømmen, da det er tilstrekkelig med en L / R-strømforsyning for lavmotoriske motorer.

Fig. 30. Skjematisk diagram av trinnmotorstyringen.

Grunnlaget for enheten (Figur 30) er en mikrokontroller U1 type AT90S2313 fra Atmel. Styresignalene til motorviklingene er programmert på PB4-PB7-portene. For å veksle viklinger er benyttet for to parallelt felt KP505A-transistor, kun åtte transistorer (VT1 - VT8). Disse transistorene har et hus på TO-92 og kan bytte strøm til 1.4A, motstanden til kanalen er ca. 0,3 ohm. Til transistorene være lukket under "reset" mikrokontroller handling signal (portene på dette tidspunkt er i en høyimpedanstilstand) mellom porten og kilden omfatter motstandene R11 - R14. For å begrense ladestrømmen til portkapasitansen, er motstandene R6 til R9 installert. Denne styreenhet gjelder ikke for høy hastighet egenskaper, slik at den er stor nok langsom nedgang fasestrøm som tilveiebringes ved hjelp av shunting motorviklingene ved hjelp av dioder VD2 - VD5. For å koble til trinnmotoren har en 8-polet kontakt XP3, noe som gjør det mulig å koble til en motor som har to separate utgangen fra hver vikling (for eksempel DSHI-200). For motorer med intern viklingstilkobling forblir en eller to vanlige pinner på kontakten fri.

Det skal bemerkes at kontrolleren kan brukes til å styre en motor med en stor gjennomsnittsfase strøm. For å gjøre dette trenger du bare å bytte transistorene VT1 - VT8 og dioder VD2 - VD5 kraftigere. Og i dette tilfellet kan ikke parallell inkludering av transistorer brukes. Det mest passende er MOSFET kontrollert av et logisk nivå. For eksempel er dette KP723G, KP727V og andre.

Strømmen stabiliseres ved hjelp av PWM, som også implementeres programmatisk. For dette benyttes to nåværende sensorer R15 og R16. Signalene fra de nåværende sensorene blir matet til inngangene til komparatorene U3A og U3B via lavpasfiltrene R17C8 og R18C9. Lavpasningsfiltre forhindrer feil bruk av komparatorer på grunn av forstyrrelser. Referansespenningsspenningen må påføres den andre inngangen til hver komparator, som bestemmer toppstrømmen i motorviklingene. Denne spenningen genereres av mikrokontrolleren med den innebygde timeren som opererer i 8-biters PWM-modus. For å filtrere PWM-signalet benyttes en to-lenke LPF R19C10R22C11. Samtidig danner motstandene R19, R22 og R23 en divider som setter skalaen for justering av fasestrømmene. I dette tilfellet velges maksimal toppstrøm som svarer til 255-koden for å være 5.11A, som tilsvarer en 0,511V spenning på gjeldende sensorer. Med tanke på det faktum at den konstante komponenten ved PWM-utgangen varierer fra 0 til 5V, er den nødvendige fissionsfaktoren ca. 9,7. Utgangene til komparatorene er koblet til avbruddsinngangene til mikrokontrolleren INT0 og INT1.

For å kontrollere motorens drift, er det to logiske innganger: FWD (fremover) og REW (tilbake) koblet til XP1-kontakten. Når et LOW-logikknivå påføres en av disse inngangene, begynner motoren å rotere med den angitte minimumshastigheten, gradvis akselerere med en gitt konstant akselerasjon. Accelereringen er fullført når motoren når den angitte driftshastigheten. Hvis en kommando er gitt for å endre rotasjonsretningen, blir motoren med samme akselerasjon senket, deretter reversert og igjen akselerert.

I tillegg til kommandoinngangene er det to innganger for grensebrytere koblet til XP2-kontakten. En grensebryter anses å utløses hvis et LOW-logikknivå er tilstede ved tilsvarende inngang. I dette tilfellet er rotasjon i denne retningen forbudt. Når grensebryteren utløses under motorrotasjon, går den til bremsing med en forutbestemt akselerasjon, og stopper deretter.

Kommandoinnganger og innganger av grensebrytere er beskyttet mot overspenninger med kjeder R1VD6, R2VD7, R3VD8 og R4VD9, bestående av en motstand og en zener diode.

Mikrokontrolleren drives av 78LR05 stabilisatorbrikken, som samtidig fungerer som en strømmonitor. Når forsyningsspenningen faller under den angitte grensen, genererer denne mikrokretsen et "reset" -signal for mikrokontrolleren. Tilførselen til regulatoren blir matet gjennom dioden VD1, som sammen med kondensatoren C6 reduserer pulseringer forårsaket av kommutasjoner med hensyn til den kraftige belastningen, som er trinnmotor. Brettet drives via en 4-pinners XP4-kontakt, hvis kontakter dobles.

Demo-versjonen av programmet gjør det mulig å akselerere og senke motoren med konstant akselerasjon, samt å rotere med konstant hastighet i full-trinns eller halvtrinns modus. Dette programmet inneholder alt nødvendig sett med funksjoner og kan brukes som en base for å skrive spesialiserte programmer. Derfor er det fornuftig å vurdere strukturen mer detaljert.

Hovedoppgaven til programmet er dannelsen av puls-sekvenser for 4 viklinger av motoren. Siden for disse sekvensene er tidsforholdene kritiske, blir formasjonen utført i avbruddshandleren av timer 0. Du kan si at programmet gjør det meste av arbeidet i denne handleren. Et blokkdiagram over håndteringen er vist i fig. 31.

Fig. 31. Blokkdiagram over timeravbruddshandleren 0.

Visst, det ville være mer hensiktsmessig å bruke timer 1, siden det er 16-bit og kan forårsake periodiske avbrudd å falle sammen med automatisk nullstilling. Det er imidlertid opptatt å danne en PWM referansespenning for komparatorer. Derfor er det nødvendig å tilbakestille timeren 0 i avbrudd, noe som krever noe justering av den lastede verdien og forårsaker noe jitter, som imidlertid ikke forstyrrer i praksis. 25 μs intervallet er valgt som den grunnleggende tidsbasen, som dannes av en timer. Med slike skjønn kan tidsfrekvensene av fasene dannes, og PWM av nåværende stabilisering i motorens faser har samme periode.

For å opprette en repetisjonstid for trinn, bruk programmet 16-biters timer STCNT. I motsetning til Timer 0 er oppstartverdien ikke konstant, da den bestemmer motorens hastighet. Faseveksling skjer således bare når programtimeren er full.

Fasesekvensen er spesifisert i tabellform. I programminnet til mikrokontroller er det tre forskjellige tabeller: for en full-trinns modus uten overlappende faser, full-trinn med overlapping og for halv-trinns modus. Alle tabellene har samme lengde på 8 byte. Den nødvendige tabellen er lastet inn i RAM i begynnelsen av arbeidet, som gjør at du lettest kan bytte mellom forskjellige motormoduser. Måleverdiene fra et bord som brukes sammen med fase pekeren, så bytte rotasjonsretning av motoren, også er meget enkel: for forover rotasjon er nødvendig for å inkrementere pekeren, og for motsatt rotasjon - dekrement.

Den mest "viktigste" variabelen i programmet er en 24-bits signert VC-variabel som inneholder verdien av gjeldende hastighet. Tegnet på denne variabelen bestemmer rotasjonsretningen, og verdien - frekvensen for å følge trinnene. Nullverdien til denne variabelen indikerer at motoren er stoppet. Programmet i dette tilfelle slår av strømmen av alle faser, selv om det i mange tilfeller er nødvendig å la dagens faser slå på og bare redusere strømmen litt, og dermed sikre oppbevaring av motorens posisjon. Om nødvendig er denne endringen i logikken til programmet veldig enkel.

I tilfelle av overløp av programtimeren STCNT blir verdien av VC-variabelen analysert, i tilfelle av en positiv verdi, blir FASE-pekeren inkrementert, og i tilfelle av en negativ verdi blir den dekrementert. Deretter velges neste fasekombinasjon fra bordet, som sendes ut til porten. Når det gjelder null VC, endres ikke PHASE-pekeren, og alle nullverdier sendes ut til porten.

Verdien av T til hvilken STCNT-timeren skal lastes, er unikt relatert til verdien av variabelen VC. Imidlertid tar oversettelsen av frekvensen inn i perioden ganske mye tid, så disse beregningene utføres i hovedprogrammet, og ikke i hvert trinn, men mye sjeldnere. Generelt må disse beregningene kun foretas regelmessig under akselerasjon eller bremsing. I andre tilfeller endres hastigheten, og dermed perioden for repetisjon av trinn, ikke.

For å utføre PWM-stabilisering av strømmen, må fasene være periodisk slått på, og da, når strømmen når et forutbestemt nivå, slår du av. Periodisk aktivering utføres ved avbrudd av timeren 0, for hvilken selv om det ikke foreligger overløp av programtimeren STCNT, utføres den nåværende kombinasjonen av faser til porten. Dette skjer med en periode på 25 mikrosekunder (som tilsvarer en PWM-frekvens på 40kHz). Fasene er slått av av komparatorer hvis utganger er koblet til avbruddsinngangene INT0 og INT1. Avbrudd er aktivert etter at fasestrømmen er slått på og er deaktivert umiddelbart etter bytte komparatorer. Dette utelukker deres ombehandling. Ved avbruddshåndtering er bare de tilsvarende fasene slått av (Figur 32).

Fig. 32. Blokkdiagram over avbruddshandleren INT0 og INT1.

Prosessene som oppstår under PWM-stabilisering av strømmen er vist i fig. 33. Det skal spesielt bemerkes at strømmen i gjeldende sensor er intermittent selv om viklingsstrømmen ikke avbrytes. Dette skyldes det faktum at den ikke går gjennom den nåværende sensoren (men passerer gjennom dioden) under dagens forfall.

Fig. 33. PWM nåværende stabiliseringsprosess.

Det må sies at den analoge delen av PWM-systemet for å stabilisere strømmen av motorfasene er ganske "lunefull". Faktum er at signalet tatt fra den gjeldende sensoren inneholder en stor mengde forstyrrelser. Forstyrrelser skjer hovedsakelig i øyeblikkene for kommutasjon av viklingene til motoren, både som "egen" og "fremmed" fase. For riktig drift av kretsen er det nødvendig med riktig utforming av kretskortet, spesielt for jordledere. Det kan være nødvendig å velge verdiene til LPF ved inngangen til komparatoren eller til og med introdusere en liten hysterese inn i komparatoren. Som allerede nevnt ovenfor, når du kontrollerer lavmotormotorer fra PWM nåværende stabilisering, kan du helt utelukke ved å bruke en konvensjonell L / R-ordning for å levere viklinger. For å utelukke PWM-stabiliseringen er det nok ganske enkelt ikke å koble INT0- og INT1-inngangene til mikrokontrolleren, selvfølgelig, samtidig er det mulig å ikke installere en komparator og nåværende sensorer i det hele tatt.

I dette programmet er frekvensen av beregning av nye verdier av hastighet og periode valgt til å være 15.625 ms. Denne verdien er ikke valgt tilfeldig. Dette intervallet er 1 / 64s, og viktigst av alt inneholder det et helt antall perioder med timer 0 overflow (25μs). Det er praktisk hvis verdiene for fart og akselerasjon er gitt i naturlige enheter, dvs. i trinn et sekund og i trinn divideres med et sekund i boksen. For å kunne beregne den øyeblikkelige hastigheten i heltall aritmetisk 64 ganger per sekund, må vi gå til den interne representasjonen av hastigheten, økt med 64 ganger. Multiplikasjon og divisjon med 64 reduserer til vanlige skift og krever derfor svært lite tid. Den angitte periodiciteten til beregningene er gitt av en annen programtimer URCNT, som er dekrementert i timer 0-avbrudd (hver 25μs). Denne timeren er alltid lastet med en konstant verdi, noe som sikrer en uendret periode for overløp, tilsvarende 15,625 ms. Når denne timeren overløper, er UPD-bitflagget satt, som signaliserer til hovedprogrammet at "det er på tide å oppdatere hastighets- og tidsverdiene".

Hovedprogrammet (Fig. 34) beregner de øyeblikkelige verdiene av hastigheten og repeteringsperioden for trinnene, og gir den nødvendige akselerasjonskurven. I dette tilfellet utføres akselerasjon og retardasjon med konstant akselerasjon, derfor varierer hastigheten lineært. Perioden endres deretter i henhold til en hyperbolisk lov, og beregningen er hovedarbeidet i programmet.

Fig. 34. Blokkdiagram over hovedprogramsyklusen.

Oppdaterer hastighets- og periodeværdiene til trinnene hovedprogrammet gjør periodisk, periodiciteten er angitt av UPD-flagget. Oppdateringsprogrammet er basert på en sammenligning av verdiene for to variabler: den øyeblikkelige VC-hastigheten og den nødvendige VR-hastigheten.

Den nødvendige hastigheten bestemmes også i hovedprogrammet. Dette gjøres ved å analysere kontrollsignaler og signaler fra grensebryterne. Avhengig av disse signalene laster hovedprogrammet variabelen VR med ønsket hastighet. I dette programmet er det V for fremoverbevegelse, -V for bakoverbevegelse og 0 for stopp. I det generelle tilfellet kan settet av hastigheter (samt akselerasjoner og fasestrømmer) være vilkårlig stort, avhengig av kravene.

Hvis hastighetene VC og VR er like, går steppermotoren i stillstand og ingen oppdatering er nødvendig. Hvis hastighetene ikke er like, nærmer verdien av VC med en gitt akselerasjon VR, dvs. Motoren akselererer (eller senker) til nominell hastighet er nådd. I tilfelle der selv tegnene på VR og VC er forskjellige, senker motoren, reverserer og når den nødvendige hastigheten. Det skjer som om i seg selv, takket være programmets struktur.

Dersom det på den neste inspeksjon viser at VR og VC hastighet er ikke lik verdien av VC lagt til (eller subtrahert) akselerasjonsverdi A. Hvis resultatet av denne operasjonen, den ønskede hastighet overskrides, deretter ble den resulterende verdien korrigeres ved å erstatte den strømverdi ved den ønskede hastighet.

Deretter beregnes perioden T (Figur 35).

Fig. 35. Blokkdiagram over periodegradsunderrutinen.

For det første beregnes den nåværende hastighetsmodulen. Deretter er minimumshastigheten begrenset. Denne begrensningen er nødvendig av to grunner. For det første tilsvarer en uendelig liten hastighet en uendelig stor periode, noe som vil forårsake en feil i beregningene. For det andre har steppemotorene en ganske lang startsone, så det er ikke nødvendig å starte med svært lav hastighet, spesielt siden rotasjon ved lave hastigheter fører til økt støy og vibrasjon. Minste VMIN-hastighet må velges basert på den spesifikke oppgaven og motortypen. Etter å ha begrenset minimumshastigheten beregnes perioden med formelen T = 2560000 / | VC |. Ved første øyekast er formelen ikke opplagt, men når du tenker på at perioden må være mottatt i 25mks-intervaller, og den interne representasjon av VC - 64 multipliseres med sin sanne mening, så alt faller på plass. Ved beregning av T kreves en operasjon av usignert deling av 24/24 formatet, som AVR ved klokkfrekvensen på 10 MHz gjør om 70 μs. Gitt at beregningen av perioden forekommer ikke oftere enn en gang ved 15.625 ms, er prosessorbelastningen svært lav. Hovedbelastningen avbrytes med timer 0, og den utføres i utgangspunktet på en kort grense (uten STCNT-overløp) på ca. 3 μs varighet, noe som tilsvarer en 12% CPU-belastning. Dette betyr at det er betydelige reserver av databehandlingsressurser.

Det trykte kretskortet til trinnmotorstyreren er vist på fig. 36.

Fig. 36. PC-kort på trinnmotorens kontroller.

Ovennevnte demonstrasjonsprogram har ikke mange funksjoner som må være tilstede i den ferdige stepperegulatoren. Implementeringen av disse funksjonene er svært avhengig av den spesielle applikasjonen til en bestemt stepper motor og kan nesten ikke gjøres universell. Samtidig kan ovennevnte program tjene som grunnlag for å skrive spesialprogrammer som har dette eller det settet av muligheter. For eksempel, basert på dette brettet, er det opprettet en rekke spesialiserte trinnmotorstyringer. En av modellene til en slik kontroller har følgende funksjoner:

• maksimalfaseskiftfrekvens 3 kHz
• akselerasjon med konstant akselerasjon
• programmerbar rotasjonsretning
• programmerbar akselerasjon
• programmerbar gjennomsnittlig viklingsstrøm
• programmerbar holdestrøm
• N-trinns-modus
• halv-trinns modus
• forsinket koplingsimpulsgenerator
• lagring av hovedparametrene i ikke-flyktig minne
• en ekstern strømkilde
• kontroll via RS-232C grensesnitt eller lokalt
• adresserer opptil 7 enheter på en RS-232C

• step.asm (10 Kb) - kildekoden til demoversjonen av programmet
• step.hex (2 Kb) - firmwarefil av microcontroller AT90S2313
• drive.pdf (90 Kb) - tabeller med spesialiserte SD-driverbrikkesett

Den fullstendige versjonen av denne artikkelen finnes i tidsskriftet "Circuitry" (www.dian.ru).

Og til slutt, vi anbefaler deg å se denne videoen med eksperimenter på en stepper motor: